基于模块化多电平换流器的±500kV/3000MW柔性直流输电系统功率模块闭环测试方法研究

许 彬, 王 平, 李子欣

(1. 中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室， 中国科学院电工研究所， 北京 100190；2. 中国科学院大学， 北京 100049)

基于模块化多电平换流器的±500kV/3000MW柔性直流输电系统功率模块闭环测试方法研究

许 彬1,2, 王 平1, 李子欣1

(1. 中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室， 中国科学院电工研究所， 北京 100190；2. 中国科学院大学， 北京 100049)

为满足与日俱增的用电需求，高电压、大容量将是柔性直流输电技术未来的重要发展方向。考虑到电力电子器件和电缆制造工艺的发展情况，±500kV/3000MW模块化多电平换流器将成为近年的研究热点。功率模块作为换流器的基本单元，它的设计对整个系统尤为关键。因此，需要对换流器功率模块进行实际工况下的测试试验以确保其设计符合工程要求。为设计有效的测试试验电路，本文首先分析了±500kV/3000MW换流器实际运行时的电气特性，然后介绍了现有测试电路的结构及原理，随后提出了两种测试试验的闭环控制策略，其分别基于交、直流电流解耦控制和PIR数字控制器，最后通过仿真验证了所提出的两种闭环控制策略的正确性和有效性。

模块化多电平换流器； 功率模块； 测试试验闭环控制策略； 交、直流电流解耦控制； PIR数字控制器

1 引言

柔性直流输电技术以全控型电力电子器件和特定的调制技术为基础，能克服此前输电技术的一些固有缺陷，是未来输电方式变革与电网构建的崭新解决方案。从1990年被提出至今，柔性直流输电技术经历了两电平、三电平到多电平技术的发展阶段。两电平和三电平技术受到电力电子开关器件耐压、耐流等级的制约，存在开关器件一致触发性、动态均压等难题，这些使技术本身到达了难以逾越的瓶颈阶段。2001年模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter, MMC)拓扑结构的提出，标志着柔性直流输电技术进入了新的发展阶段。该拓扑结构以半桥结构功率模块作为基本单元，采用单元级联的方式构成三相六桥臂，且具有公共的直流端和交流端，成为目前工程中广泛采用的模块化多电平换流器拓扑结构[1-6]。

目前，我国在该技术领域也已拥有一些工程实例。从2011年投运的±30kV/20MW上海南汇柔性直流输电示范工程到2013年投运的南澳±160kV多端柔性直流输电示范工程，以及目前在建的鲁西±350kV/1000WM背靠背柔性直流输电工程等，可以看出高压大容量是柔性直流输电发展的大势所趋[7]。随着工业水平的发展，对更高电压等级、更大输电容量的MMC换流器的需求将很快提上日程，同时考虑到电力电子器件和电缆制造工艺的发展情况[8]，±500kV/3000MW柔性直流输电系统将是近年的研究热点。模块化多电平换流器作为柔性直流输电的核心组件，其性能成为影响输电系统安全稳定的关键因素。而功率模块是组成换流器的基本单元，将直接决定换流器的性能。因此，需要设计测试试验装置等效地再现换流器实际工况运行时的电流、电压应力[9]，以考察功率模块的耐压、耐流、损耗等指标是否满足工程设计要求[10]。

2 MMC稳态运行特性

MMC拓扑结构如图1所示。其由6个结构相同的桥臂组成，每个桥臂由n个功率模块和一个电抗器L串联组成。功率模块由一个电容、两个IGBT和两个分别与IGBT反并联的二极管组成，称若干个功率模块级联而成的结构为一个阀段。

图1 MMC拓扑结构Fig.1 Topology structure of MMC converter

MMC工作时，每个功率模块有投入、切除和闭锁三种工作状态。通过特定的调制方法和电容均压策略[11-13]，控制每个桥臂输出直流偏置相同、相位不同的正弦电压波形。在MMC稳态运行时，直流母线电压Udc、交流输出相电压uac(t)、上桥臂电压up(t)、下桥臂电压uq(t) 应满足如下电压关系：

up(t)+uq(t)=Udc

(1)

uq(t)-up(t)=2uac(t)

(2)

在MMC稳态运行时，直流母线电流Idc、交流侧电流iac(t)、上桥臂电流ip(t)、下桥臂电流iq(t)应满足如下电流关系：

(3)

(4)

现已知±500kV/3000MW的MMC系统参数如下：系统有功功率P=3000MW，无功功率Q=1000Mvar，直流侧电压Udc=1000kV，交流侧线电压有效值UL-L(rms)=500kV。通过计算可得直流母线电流Idc=3kA，交流侧相电流有效值Iac=3.65kA，桥臂电流直流分量Idc_arm=Idc/3=1kA，桥臂电流交流分量的有效值Iac_arm=Iac/2=1.825kA。综上所述，±500kV/3000MW柔性直流输电系统稳态运行时换流器桥臂电流为带有直流偏置的正弦电流波形，其中直流分量大小为1kA，交流分量的有效值为1.825kA。换流器桥臂电压由多个功率模块电容电压叠加而成，为带有直流偏置的正弦电压波形。上述电压、电流特性需在测试试验中等效再现。

3 测试试验电路结构及原理

功率模块测试试验电路主要采用对拖电路结构[14-16]，本文采用的测试试验电路结构如图2所示。

图2 功率模块测试试验电路Fig.2 Operational test circuit for power modules

该测试试验电路主要包括补能系统、陪试阀段、负载电感L以及被试阀段。将若干个功率模块串联的结构定义为一个阀段，陪试阀段和被试阀段均由n个半桥结构功率模块串联组成。陪试阀段同补能系统连接，用于补充测试过程中功率模块电容上的能量损耗，同时辅助被试阀段完成测试试验。被试阀段通过负载电感L和陪试阀段串联形成闭合回路，其所包含的全部功率模块为测试试验的测试对象。补能系统由三相电网、调压器、多绕组变压器和二极管不控整流桥构成，用于补充运行试验过程中功率模块电容上的有功损耗。

当陪试阀段输出电压u1(t)、被试阀段输出电压u2(t)具有相同的直流电压成分和幅值、相位不同的正弦交流成分时，负载电感L上流过的电流为带有直流偏置的正弦电流波形，即同MMC实际运行时的桥臂电压、电流成分相同。其数学关系表达式为[16]：

(5)

确定电流正方向后，对式(5)进行等价数学变换，可以得到如下数学关系表达式：

(6)

可以看出，测试试验回路中流过负载电感L的电流其交、直流分量均与陪试阀段输出电压交流分量的有效值U1、被试阀段输出电压交流分量的有效值U2及相位差δ有关。式(6)中的电抗值X和直流电压Udc认为是已给定的常量。

虽然现有文献已经推导出测试试验电路中电压、电流的定量关系表达式，但还存在以下三点不足：①通过控制U1、U2及δ来实现对Iac、Idc的控制时，存在耦合关系，不能实现单一变量的独立控制；②在实际的测试试验中存在很多对回路电流产生影响的因素，因此根据式(5)、式(6)得到的参数用于实际测试试验中不能得到准确的预期交、直流电流分量，需要根据实际情况对参数进行多次调整；③现有的测试试验多为开环控制，没有关于测试试验闭环控制策略的相关参考文献。为解决上述问题，本文提出了两种测试试验的闭环控制策略。

4 基于交直流电流解耦控制的闭环控制策略

由式(6)可知，对于一组给定的Iac、Idc值，U1、U2及δ有无数种组合的解。假设U1=U2=U，对于一组给定的Iac、Idc值，在确定直流电流正方向前提下，U和δ有且只有唯一解。此时，式(6)将变形为：

(7)

对式(7)中关于δ的三角函数做倍角变换处理，然后等式两边同求自然对数可得：

(8)

计算Iac2/Idc的比值有：

(9)

求正切函数的反函数有：

(10)

通过式(10)，可根据Iac、Idc参考值的大小计算相角差δ的大小。根据测试试验设计的误差要求，当δ小于某一值β时，可近似认为cos(0.5δ)≈1，此时式(8)可变形为：

(11)

将其表示为矩阵的形式有：

(12)

(13)

对式(13)进行指幂变换可得：

(14)

观察式(14)可知，将Idc/Iac和Iac2/Idc视为新的被控量，可分别对U和δ进行单一变量独立控制。且Idc/Iac与Iac2/Idc确定后，Idc和Iac有且只有唯一的解，从而实现了间接对Idc和Iac的控制。

由于推导式(14)的前提为cos(0.5δ)≈1，即根据系统误差的要求δ应取值小于某一常数β。由式(10)可知δ和Iac2/Idc为正相关的关系，因此Iac2/Idc的比值也应在某一范围内才能做此近似处理。但考虑到系数X/Udc的存在，可以根据实际情况配置系数的大小，从而使Iac、Idc在测试试验所需的数值内满足Iac2/Idc的比值要求。使用上述方法对Iac和Idc进行控制，策略框图如图3所示。

图3 基于交直流电流解耦控制的闭环控制策略框图Fig.3 Block diagram of closed-loop control strategy based on decoupling control of AC&DC current

图3中，将变换计算得到的Idc/Iac及Iac2/Idc的偏差值作为PI控制器的输入量，其输出量分别为U和δ的参考值，如此可实现对Iac和Idc的控制。

5 基于PIR数字控制器的闭环控制策略

由第3节分析可知，MMC实际运行时桥臂电流成分是带有直流偏置的交流正弦波，这也是测试试验电路中所需要产生的电流波形。考虑到直流量可以使用积分控制器来控制，而谐振控制器在谐振频率下具有无穷大增益，对谐振频率之外的信号能迅速衰减，其对正弦信号的控制作用相当于积分控制器对直流信号的控制作用。因此，可以利用比例-积分-谐振(PIR)控制器来实现对测试试验回路电流的控制。

[17]的方法设计控制器，将虚拟LC电路的连续时间状态方程离散化，利用式(15)、式(16)实现数字谐振控制器。

(15)

(16)

式中，A、B、C为矩阵；元素a11n=a22n=cos(ωnT)；a21n=-a12n=sin(ωnT)；b1n=sin(ωnT)；b2n=1-cos(ωnT)；θn为超前角度；IL和UC分别为虚拟LC电路中的电感电流和电容电压；Rin(k)和Rout(k)分别为输入和输出方程。

分析测试试验回路状态方程可知，电感L两端的电压u1(t)-u2(t)决定了流过电感的电流i(t)。因此，可将电感上的电流实际值与参考值的偏差作为PIR数字控制器的输入量，将其输出量作为u1(t)-u2(t)的调制参考值。为调制陪试阀段和被试阀段的电压差u1(t)-u2(t)能跟踪其参考值，现固定被试阀段的调制参考电压，将PIR输出量与被试阀段输出电压的加和作为陪试阀段的调制参考电压。

不难看出，为实现上述PIR控制，需确定参考电流的完整时域表达式。而在测试试验过程中，还需保证模块电容电压平均值不变以达到系统稳定，因此陪试阀段和被试阀段分别产生的直流功率与交流有功功率的加和应为零。被试阀段的电压、电流产生的功率应满足如下关系：

Pdc+Pac_50Hz=0

(17)

式中，Pdc为直流电压和直流电流产生的功率；Pac_50Hz为基频交流电压和基频交流电流产生的有功功率。利用式(17)可计算出交流电流基频分量的相位，从而得到参考电流关于时间t的完整表达式。基于PIR数字控制器的闭环控制策略框图如图4所示。

图4 基于PIR数字控制器的闭环控制策略框图Fig.4 Block diagram of closed-loop control strategy based on PIR digital controller

6 仿真验证

在PSCAD/EMTDC软件环境下搭建图2所示的试验电路，基于±500kV/3000MW柔性直流输电系统选取相关参数，如表1所示。由第2节的分析可知，测试试验电路中需产生带有直流偏置的正弦电流波形，直流分量大小为1kA，交流分量有效值为1.825kA，该电流成分需在运行试验中等效产生。

表1 运行试验平台关键系统参数Tab.1 Key system parameters of operational test platform

6.1 基于交、直流电流解耦的闭环控制策略仿真

据式(10)计算cos(0.5δ)=0.97≈1，因此满足交直流电流解耦的前提条件。考虑到阶跃输入对一个系统来说是最严峻的考验，因此通过阶跃输入来考察该闭环控制策略是否有效。在t<0.15s时设定电流参考值Iac=Idc=0；当t=0.15s时设定交流分量参考值Iac=1.825kA，直流分量参考值Idc=1kA，仿真电流波形如图5所示。

图5 测试试验回路电流仿真波形(交直流电流解耦)Fig.5 Waveforms of operational test circuit current (decoupling control of AC/DC current)

从图5可以看出，交流分量有效值Iac和直流分量Idc能比较快地跟踪输入量，约在0.5s内达到稳态，交、直流电流均稳定在参考值附近，其很小的纹波主要是由功率模块电容电压的波动而造成的。回路电流i(t)在系统达到稳态后为比较理想的带有直流偏置的正弦波形。此时功率模块的电容电压及功率模块IGBT动作次数的波形如图6所示。

图6 功率模块电容电压及IGBT动作次数仿真波形(交直流电流解耦)Fig.6 Waveforms of capacitor voltage and IGBT action times (decoupling control of AC/DC current)

从图6可以看出，功率模块电容电压都在额定值2.3kV附近上下波动，当达到稳态时电容电压波动不超过额定值的±8%。在控制开始的0.85s的时间内，每个功率模块IGBT动作次数不超过140次，即开关频率小于165Hz，当系统达到稳态后开关频率将进一步降低。

6.2 基于PIR数字控制器的闭环控制策略仿真

被试阀段输出电压交流分量的幅值参考值U2=9.7kV,相位0°；在t<0.15s时设定回路中电流参考值Iac=Idc=0；当t=0.15s时设定交流分量参考值Iac=1.825kA，直流分量参考值Idc=1kA，此时回路电流波形如图7所示。

图7 测试试验回路电流仿真波形(PIR数字控制器)Fig.7 Waveforms of operational test circuit current (PIR digital controller)

从图7可以看出，使用PIR数字控制器进行闭环控制，回路中交、直流电流能很快地跟踪其参考值，约在0.1s内达到稳态，并最终稳定在参考值附近小范围波动。稳态时回路的电流为比较理想的带有直流偏置的正弦波。功率模块电容电压和IGBT动作次数如图8所示。

图8 功率模块电容电压及IGBT动作次数仿真波形(PIR数字控制器)Fig.8 Waveforms of capacitor voltage and IGBT action times (PIR digital controller)

从图8可以看出，当达到稳态后电容电压不超过额定值的±10%。在控制开始后0.85s的时间内，每个功率模块IGBT动作次数不超过180次，即开关频率小于210Hz，当系统达到稳态后开关频率将进一步降低。

7 结论

根据控制原理和试验结果对比分析本文提出的基于模块化多电平换流器的±500kV/3000MW柔性直流输电系统的两种功率模块测试试验闭环控制策略，可得到以下结论：

(1) 采用两种闭环控制策略对运行试验回路中的电流进行控制时，电流的交、直流分量均能准确地跟踪参考值，证明了两种闭环控制策略的正确性和有效性。

(2) 基于交直流电流解耦的闭环控制策略直观地揭示了回路中产生的功率与电压、电流的数学关系，该闭环控制策略需在cos(0.5δ)≈1时才能使用，而基于PIR数字控制器的闭环控制策略没有这样的限制。

(3) 基于交直流电流解耦的闭环控制策略在给定Iac和Idc的参考值后便可进行控制，而基于PIR数字控制器的闭环控制策略在给定Iac和Idc的参考值后需计算完整的参考电流波形才可进行控制。

(4) 在相同控制频率下，基于PIR数字控制器的闭环控制策略具有更快的响应速度，能更快地使交直流电流稳定在参考值附近，但是其功率模块的开关频率也更高，暂态过程功率模块电容电压波动也更大。

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Closed-loop controlled operational test strategies for power modules of ±500kV/3000MW HVDC flexible transmission system based on modular multi-level converters

XU Bin1，2， WANG Ping1， LI Zi-xin1

(1. Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive, Institute of Electrical Engineering ,Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China; 2. University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China)

With the increasing demand for electricity, high voltage and large capacity will be the key development direction of HVDC flexible technology in the future. Taking the development of the manufacturing process of the power electronic devices and cables into account, the ±500kV/3000MW modular multi-level converter will be a hot research topic in recent years. As the basic unit of the MMC converter, the performance of power modules is especially critical for the whole system. Therefore, operational test for power modules under actual operating conditions is necessary to ensure the safety of the converter. In order to design circuits of operational test which comply with engineering requirements, the electrical characteristics of the ±500kV/3000MW modular multi-level converter under actual operating conditions are firstly analyzed. Then, the structure and principle of operational test circuits are introduced. On this basis, two closed-loop controlled operational test strategies are proposed, which are based on decoupling control of AC/DC current and PIR digital controller respectively. Finally, the two closed-loop controlled operational test strategies for power modules based on the 4500V/3000A IGBT (StakPak 5SNA 3000K452300) for the ±500kV/3000MW HVDC flexible transmission system are simulated under the semi-physical simulation environment, which can also show the correctness and effectiveness of the proposed strategies.

modular multi-level converter； power module； closed-loop controlled operational test； decoupling control of AC/DC current； PIR digital controller

2016-04-12

国家高技术研究发展计划(863计划)项目(2015AA050102)

许 彬 (1990-), 男, 山东籍, 硕士研究生，研究方向为柔性直流输电技术； 王 平 (1955-), 男, 上海籍, 教授级高工，研究方向为电力电子变压器、特种电源、大功率有源滤波器。

TM721.1

A

1003-3076(2016)11-0001-07