基于数字信道化的雷达信号调制类型识别

米胜男，邓 磊，曲志昱，司伟建

(1．哈尔滨工程大学 信息与通信工程学院，哈尔滨 150001； 2．上海无线电设备研究所，上海 200090)

基于数字信道化的雷达信号调制类型识别

米胜男1，邓 磊2，曲志昱1，司伟建1

(1．哈尔滨工程大学 信息与通信工程学院，哈尔滨 150001； 2．上海无线电设备研究所，上海 200090)

在宽带数字信道化处理的基础上对线性调频信号、二相编码信号和四相编码信号三种典型的脉冲压缩雷达信号进行识别。从便于工程实现的角度出发，采用一种由粗到细的方法。通过设置一定的带宽门限值，粗识别为线性调频信号和相位编码信号两大类，再采用8点累加时域瞬时自相关法，通过相位跳变累加值的不同，实现对相位编码信号的细识别。仿真结果表明，该方法可实现对低截获概率体制雷达信号的调制类型识别。

低截获概率雷达； 数字信道化； 调制类型识别； 线性调频信号； 相位编码信号

0 引 言

现代电磁环境日益复杂，特别是在低截获概率体制的脉冲压缩雷达出现后，要求数字接收机具有大动态范围、大带宽、实时性、灵活性、高灵敏度等特点。数字信道化接收机能够很好地满足上述要求，并已在雷达信号接收、电子对抗等领域得到广泛的应用。要想可靠地识别低截获概率雷达，需要对该类信号进行脉内识别分析。这对现代雷达电子对抗中的反辐射导弹导引头对脉冲压缩雷达信号的截获和跟踪实现具有重要的现实意义。目前主要的识别方法有谱相关法、时-频分析法、小波变换法和时域倒谱法[1-5]等，但这些方法运算量大，硬件难以实现，实际应用价值不大。所以，本文以工程实际应用为背景，在数字信道化的基础上对线性调频(LFM)信号和相位编码(PM)信号采用一种由粗到细的识别方法。

1 数字信道化结构

1.1 信道划分

在现实中的信号均为实信号，由于实信号频谱的对称特性，在对实信号进行处理时考虑一半频谱信息即可，在(0,fs/2)(其中fs为采样频率)范围内实现对信道的均匀划分，为保证整个覆盖带宽内无盲区，信道的划分采用50%交叠的滤波器组，如图1所示。

图1 均匀信道化划分方式

1.2 高效数字信道化结构

采用高效数字信道化结构[6]实现数字均匀信道化，其原理框图如图2所示。

图2 高效数字信道化接收机结构图

高效数字信道化接收结构将处于某一中心频率的宽带信号进行K个信道的均匀划分，首先进行M倍的抽取以降低信号速率，接着进行经过插值的多相滤波器处理，最后进行IFFT和下变频处理，信道输出v0[n]和vM[n]为实数，其他信道输出为复数，由IFFT性质可知vl[n]与vK-l[n](1≤l≤K/2-1)互为共轭形式，即所有信道输出有一半是独立的，所以只考虑前K/2个信道即可。

实现对1 500 MHz带宽的均匀信道划分，为了满足一定的灵敏度要求，选取32个信道的均匀划分，每个信道为46.875 MHz，并在每个子信道上进行16倍的抽取。经过上述高效数字信道化结构的处理可以得到有效信号的I，Q分量信息，进一步对该基带信息进行脉内分析处理，实现对脉内调制类型的识别。

2 雷达信号特征分析

线性调频信号有大的瞬时带宽，具有高距离分辨率和高运动目标检测特性等优点，因此是脉冲压缩雷达、合成孔径雷达等系统广泛采用的一种信号形式。相位编码雷达信号因良好的抗干扰特性和低截获概率等优势，近年来得到广泛关注和研究，是目前被广泛应用的脉冲雷达压缩信号。按照编码形式的不同，相位编码信号主要分为二相编码信号(BPSK)、四相编码信号(QPSK)、多项式编码信号等形式。

2.1 线性调频信号调制特征分析

线性调频信号[7]具有小峰值功率、大时宽带宽积的特点，这些都为提高雷达的距离分辨率奠定了基础。

LFM信号的解析表达式为

s(t)=Aexp[j2π(f0t+1/2kt2+φ0)]

(1)

式中：A为信号幅度；f0为初始频率；k为调频斜率；φ0为初始相位。由于瞬时相位的导数是瞬时频率，所以LFM信号的瞬时频率可以表示为

fi=f0+kt

(2)

式中：k为频率变化斜率。故线性调频的脉内特征是频率被线性调制。

输入线性调频信号仿真参数设置：调频斜率k=5×1012Hz/s； 带宽B=20 MHz； 初始频率f0=10 MHz； 采样频率fs=50 MHz； 信噪比13 dB。线性调频信号频谱如图3所示。

图3 LFM信号频谱

从仿真频谱图可以看出，线性调频信号具有接近矩形的马鞍状幅频特性，且其幅频宽度近似等于信号的调制带宽。

2.2 相位编码信号调制特性分析

相位编码信号[8-9]是雷达信号经常采用的一种调制编码形式，由于超低的截获概率、极小的雷达峰值发射功率、工程技术简单且实现方便而被广泛采用。

相位编码信号的解析形式为

s(t)=Aexp{j[2πf0t+πCd(k)+φ0]}

(3)

式中：A为信号幅度；f0为信号载频；φ0为初始相位；Cd(k)为相位编码函数。当Cd(k)=[0,1]时，相位编码信号为BPSK信号； 当Cd(k)=[0,1/2,1,3/2]时，相位编码信号为QPSK信号。

本文中BPSK信号采用的13位Bark码[1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1]； QPSK信号采用16位Frank码[1，1，1，1，1，2，3，4，1，3，1，3，1，4，3，2]。输入仿真参数设置：载频f0=5 MHz； 采样频率fs=50 MHz； 码元宽度1 μs； 信噪比13 dB。分别得到BPSK信号和QPSK信号的频谱如图4～5所示。

图4 BPSK信号频谱

图5 QPSK信号频谱

由图可知，BPSK信号和QPSK信号具有一定的频谱宽度，是由于相位调制引起的信号带宽的扩展。与图3相比，可以明显看出调相信号的频谱宽度要比调频信号的频谱宽度小很多，可以根据该特性进行调相和调频信号的分类。

3 雷达信号调制类型识别

根据高效数字信道化结构输出的I，Q分量信息进行雷达信号的调制类型识别[10-11]，根据第2节仿真结果的频谱特征，采用一种先粗分类再细分类的识别方法[12-13]。首先由傅里叶变换[14]计算得到3 dB带宽，设置一定的3 dB带宽阈值Bth，将不大于3 dB带宽阈值Bth的信号识别为PM信号； 大于3 dB带宽阈值Bth的信号识别为线性调频信号。其中，3 dB带宽阈值Bth可以根据第2.1节的频谱特性仿真进行设定，调相信号的频谱宽度很小，而调频信号的带宽约为信号的调制带宽。因此3 dB带宽阈值Bth可以在大于调相信号的3 dB带宽且小于调频信号的3 dB带宽范围内取值，然后对PM信号进行进一步的细识别。本文采用累加时域瞬时自相关[15]的方法来实现对BPSK信号和QPSK信号的细识别。雷达信号调制类型识别框图如图6所示。

图6 雷达信号调制类型识别框图

3.1 累加时域瞬时自相关

由于相位编码信号相位的跳变点会引起瞬时频率的跳变，造成信号瞬时频率在码元跳变的位置出现一个冲击函数，除此之外的其他地方均为信号的载频。

将相位编码信号进行瞬时自相关[15]，设R(t,τ)为信号的瞬时自相关函数，表达式为

(4)

假设信号s(t)到信号s(t+τ)发生相位突变，可以依次取等间隔的时间延时τ。τ在一个编码周期内，分别取不同时刻信号的相位值，进行相位差运算，再对不同时刻的相位差进行做差运算，然后进行时域累加。相位的突变可以由多次叠加而增强，因此可降低对信噪比的要求。上述过程的离散形式可表示为

(5)

式中：k为正整数； L为累加次数，L=8；Δφ(n)为不同时刻的相位差。针对BPSK信号，x(n)理论上应该有一种值； 针对QPSK信号，x(n)理论上应该有两种不同的值。

3.2 基于累加时域瞬时自相关的相位编码信号识别仿真分析

宽带数字信道化结构输入端仿真参数设置：输入脉宽为20μs的相位编码信号； 码元宽度为0.2μs； 载频f0=1 000MHz； 采样频率fs=1 500MHz； 信噪比13dB。其中，BPSK信号采用13位的Bark码；QPSK信号采用16位的Frank码。为了增强相位的突变值，对瞬时自相关进行8点累加。BPSK信号和QPSK信号的8点累加时域瞬时自相关仿真结果如图7～8所示。

图7BPSK信号8点累加时域瞬时自相关结果

图8QPSK信号8点累加时域瞬时自相关结果

从图7～8的仿真结果可以看出，在通过宽带数字信道化接收机处理得到I，Q分量的基础上，进行8点累加时域瞬时自相关增强了相位突变值，并且BPSK信号和QPSK信号的跳变值类型不同，BPSK信号有一种跳变值，QPSK信号有两种跳变值，该仿真结果对第3.1节算法进行了验证。同时可以看出，QPSK信号较大的跳变值和BPSK信号的跳变值大小相同，因此可以根据仿真结果跳变值的不同范围进行跳变值门限的设定，设置一个较大的跳变值门限Bthu和一个较小的跳变值门限Bthl。其中，Bthu在QPSK信号两个不同的跳变值之间取值，Bthl在0到QPSK信号的较小的跳变值范围内取值。在观测时间内分别统计累加结果中大于Bthu的跳变值个数Cu和大于Bthl的跳变值个数Cl，当Cu=Cl时，识别为BPSK信号，否则识别为QPSK信号。

4 结 论

首先采用高效数字信道化结构进行宽带信号检测处理得到有效信号的I，Q分量信息，接着采用一种先粗分类再细分类的识别方法对该基带信号进行调制类型识别，主要实现了现实雷达环境中应用比较广泛的线性调频信号、BPSK信号和QPSK信号的识别。仿真表明，该方法通过合适的门限值设置即可先实现粗分类再细分类，运算量较小，便于硬件实现，对宽带数字接收机后续信号处理具有一定的工程指导意义。

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·简讯·

雷神公司的相控阵技术——封装

在20世纪80年代，很多机载AESA使用密封壳体(通常是铝)，玻璃/金属气密RF和直流(DC)连接器。不过，应用于UHF地基雷达的AESATRM密封而不气密，这限于其巨大的尺寸。许多器件都采用无焊剂焊条(如金-锡)安装在陶瓷载体上。这些载体包含离散双极晶体管、场效应晶体管或简单的微波集成电路(MIC)。由于载体和外壳的热膨胀系数(CTE)不匹配，载体需要使用螺钉固定在外壳上。这种模块不仅大，复杂而且成本高，但是成功应用于第一代采用基本频率放大和发射的固态相控阵雷达(SSPA)上。有源器件热产生区域和冷却系统的多个接口对模块的封装、可靠性和可替换策略有重要影响。X波段的机载模块尺寸为1.5×5.2×0.5英寸，而UHF模块尺寸至少要翻倍。

20世纪90年代的主要技术推动放在模块、阵列降低成本和提高性能方面。MMIC技术的进步催生了更大功率和更多片上功能的芯片，从而减少了每个模块的芯片数目。新的更大容量的MMIC、采用陶瓷馈入的低CTE壳体、离子纯模附着粘结剂和良好特性的厚膜，使模块进入了下一代。这种为机载和地面雷达研制的模块，采用了自动化装配方法，比以前模块的尺寸要小得多。

这些MMIC模块被封装成砖块风格的收/发集成多通道模块(TRIMM)。MMIC模块、RF和DC电路卡和辐射元件使用粘接和紧固件的方式组合到铝冷板上面。MMIC、RF和集成电路卡、辐射元件的集成采用带状连接器来取代刚性连接器。刚性连接器的消除降低了装配的成本和重量。

气密模块封装的下一步演化是多通道模块的研发，例如高度瓷砖模块——4通道标定数字设计变种1(HTM4Mk1)。HTM4Mk1模块由包括含有RF电路的多层高温薄膜陶瓷(HTTC)基底、带有DC和逻辑电路的多层厚膜基底以及将两个基底连接成一个封装的插件。HTM4Mk1设计使得4个完整的收/发(T/R)功能做进一个1×1英寸的封装中。

多通道模块封装的进一步发展带来了单块多层HTTC基底和带有科瓦铁镍钴合金环框架和盖板的铜钼热板，进而降低了成本和重量。HTM4模块演变成了如今所谓的瓷砖模块。瓷砖模块在不同的面(相对的面)上含有RF和DC输入和输出，这些输入和输出被集成x-y矩阵的陶瓷阵列。模块、辐射喇叭和控制电路的集成采用了弹簧销连接器而不是更传统的RF连接器或引线连接，从而带来了阵列集成的简化。

AESA的下一步封装演化是开发不依赖T/R功能气密封装的阵列。无模块的TRIMM被开发出来，其RF和DC布线采用先进的射频(PWB)来完成。印刷布线板技术已发展到这样的程度：高性能的射频(RF)叠层和传统的DC叠层可以整合在一起，形成适合于AESA的多通道基底。这些基于TRIMM的阵型列初期包含的通道数在4～60之间。这些TRIMM主要由多层的RF/DCPWB和一些混合的SMT器件、芯片和RF器件构成。基底可以包含辐射器件，也可包含一些简单的非密封RF连接器。对初期装置的环境保护主要是通过密封壳体来实现。对于后续的系统，雷神公司正着手开发涂层技术，以便去除对密封壳体的需求。

整合先进印刷电路辐射单元的电路卡插件用于缩减TRIMM的天线深度。电路卡插件方法基于层叠技术构成阵列，具有结构薄、质量轻的特点。先进射频、DC印刷布线板技术可用于形成子阵列，通道单元数量可达到1000以上。一般来说，包含射频组件的倒装或直立子卡用于CCA构架。子卡通常可采用机械式或SMT焊接技术整合到一个包含DC分布网络结构、电容或者其他器件的大的母板卡。喇叭、射频、DC、控制层、冷却板等通过机械方法固定在一起构成单个CCA子阵列。利用子阵列可构成所需任意大小的全阵列。基于氮化镓(GaN)的单片微波集成电路(MMIC)需要采用新的封装方法以适应越来越高的工作电压和热负载需求。基于氮化镓(GaN)的大功率T/R模块(TRM)有利于降低阵型列结构大小和单元数量，但会带来每个模块史无前例的大功率和需要散发的热负载问题。正是由于上述原因，采用具有更好的传导率新材料，发展了新一代封装技术，这些新材料包括：混合金属复合材料、基于纳米材料的热接口材料、超高散热冷却板。

(赵毅寰 天 光)

Recognition of Radar Signals Modulation Type Based on Digital Channelization

Mi Shengnan1，Deng Lei2，Qu Zhiyu1，Si Weijian1

(1．College of Information and Communication Engineering，Harbin Engineering University，Harbin 150001，China；2. Shanghai Radio Equipment Research Institute，Shanghai 200090，China)

On the basis of wideband digital channelized processing, linear frequency modulation signal, biphase shift keying signal and quadrature phase shift keying signal which are three typical pulse compression radar signals are recognized. From the perspective of facilitating project implementation, a method that from coarse recognition to fine recognition is adopted. By setting a certain bandwidth threshold, coarse recognition is performed as the linear frequency modulation signal and phase shift keying signal. Adopting an 8 points cumulative time-domain instantaneous autocorrelation, through the difference in phase jump accumulative values, the fine recognition to phase shift keying signal is implemented. The simulation results show that this method can realize the modulation type recognition of low probability of intercept radar.

low probability of intercept radar; digital channelization； modulation type recognition； linear frequency modulation signal； phase shift keying signal

10.19297/j.cnki.41-1228/tj.2016.06.013

2016-05-03

航空科学基金项目(201401P6001); 中央高校基本科研业务费专项资金项目(HEUCF150804)

米胜男(1990-)，女，河南安阳人，硕士研究生，研究方向为宽带信号检测与识别。

TN911.23

A

1673-5048(2016)06-0061-05