应用于升压型DC－DC的新颖软启动电路的设计

管要宾

(西安电子科技大学电路CAD研究所，陕西西安 710071)

随着手持式设备与便携式电子产品的广泛应用，对电源管理IC的需求不断上升。DC－DC开关电源因转换效率高、输出电流大、静态电流小、输出负载范围宽等优点而被广泛应用。开关电源是将误差信号转换为占空比控制信号以驱动开关［1］。传统DC－DC开关电源在上电过程中由于启动前负载电容上没有电荷，输出电压为0 V，电路瞬间开启后，输出电压反馈到误差放大器的比较电压为一个较小的值，此时误差放大器处于非平衡状态，功率管驱动信号PWM输出占空比达到最大值。功率管开启后，对电容充电产生一个较大的浪涌电流。通过功率管的电流很大，容易损毁电路系统。此外，在实际应用中，便携式电子产品的电源大都是电池，电池由于内阻、发热等问题，瞬间流过大电流会有被烧毁的危险。为此，软启动电路应运而生。其设计思想是通过限制PWM输出的占空比，缓慢提高输出电压，驱动信号PWM占空比从最小值开始逐渐变化，不会使功率管在较长时间一直导通，从而避免了浪涌电流与过冲电压［2］。

1 传统DC－DC转换器的软启动设计

软启动电路是DC－DC转换器必不可少的模块。DC－DC转换器在上电启动过程中电感电流和输出电压迅速上升，由于控制环路延迟和电路传输延迟，在输出电压上升到预定电压后电感电流还会继续上升，导致电感电流和输出电压过冲，电感电流和输出电压的过冲会对前级供电电源造成压力，甚至造成电感、功率开关和负载的损坏，升压型DC－DC转换器相比降压型DC－DC更容易在启动阶段出现过冲，主要是因为升压型DC－DC转换器在启动阶段输入电压高于输出电压，即使功率开关关断，电感电流依然在上升，因此电感电流不受功率管开关的限制而一直上升。而同步升压型DC－DC转换器则更容易出现过冲，原因在于同步升压转换器同步管上的压降远小于非同步升压型DC－DC转换器续流二极管上的压降，电感电流上升的斜率更快，更加难以控制，尤其在高压空载下启动的情况，必须由软启动电路来抑制启动过程电感电流和输出电压的过冲，使芯片安全启动。

传统的方法可以解决一部分问题，文献［3］给出的方法中，在启动阶段，直接将PMOS同步管的栅极直接短接到地，该方法可使电感电流随着输出电压的不断升高而逐渐降低电感电流上升的斜率，因此可以减小电感电流的过冲量。但这种启动方法只适合低输入电压芯片，而不适合输入电压范围较广的芯片，因为随着输入电压接近输出电压，即便是不进行开关，电感电流的过冲也会达到较大的值。文献［4］中给出的方法通过在启动过程中逐步增加功率管的尺寸来逐步提高流过功率管的电流，这种方法可使电感电流逐渐上升，但功率管的尺寸控制逻辑比较复杂，将会限制电路的应用。文献［5］中给出了一种有效控制启动阶段电流的方法，其通过一个恒定电流的预充电电路将输出电压抬升至输入电压，然后再进行开关操作，具体电路如图1所示。

图1 文献中提出的预充电启动电路

该电路利用M3管给同步管MP镜像电流，从而MP中的电流为M3管中电流的倍数，为保证镜像的准确，M5、M6和M3及MP构成共源共栅结构，保证M5和M6源极电压相同。M3中的电流由R2和Q1的基极电压决定，但温度较高时，该电路可自动调节M3管中的电流，达到降低芯片温度的目的。但这种预充电启动电路的缺点是启动阶段不能带重载，否则电路难以启动，会一直处于预充电启动阶段，无法正常工作。动过程分为 Vout＜Vin之前的预充电阶段和Vout＞Vin之后的闭环开关软启动阶段。

(1)Vout＜Vin之前的预充电阶段。预充电阶段充电电流控制电路如图2所示。电路中集成了PMOS管衬底切换电路，保证同步管PMOS衬底电位始终接到系统最高电位上。而切换开关的衬底采用图中所示的接法，防止体二极管正向导通而造成电流倒灌的现象。同步管PMOS和MS构成镜像结构，镜像比例为1∶N，流过同步管PMOS的预充电电流由镜像管MS确定，而运放可保证电阻Rset上的压降等于基准电压Vref，因此流过镜像管MS的电流可以通过基准电压和电阻设定，则流过同步管PMOS的电流可表示为

若芯片使能，输入电压Vin上电，基准电路首先开始工作，基准电压建立好后欠压保护电路开始工作，检测输入电压，若输入电压低于2.4 V，芯片处于欠压保护状态，此时V1=0，V2=Vin，开关S导通。因此，同步PMOS管衬底电位和栅极电位均接到Vin，输出和输入之间是断开的，没有电流能从输入流向负载和输出电容。只有当输入电压＞2.4 V时，芯片才开始进入预充电启动阶段。

为使芯片在重载条件下也能够启动，同时保证系统在轻载条件下没有过冲，该软启动电路设计了逐步抬升的预充电电流电路。在预充电阶段，开关S0～S5依次打开，连接到运放负相端的基准电压逐步抬升，使流过同步管PMOS的电流逐渐从200 mA升到2.5 A，只需每一步时间设置的合理，则可避免轻载启动时预充电阶段结束后电流过大和重载启动时一直停留在预充电阶段而无法启动，使Vout在全负载范围可顺利上升到Vin而不出现过冲。

2 本文DC－DC转换器软启动模块设计

针对同步升压型DC－DC转换器启动阶段容易过冲及传统软启动方式大电压启动难于控制、电路设计复杂和无法带重载启动等问题，本文设计了一种新颖的软启动电路，该软启动电路可以有效抑制同步升压型DC－DC转换器在上电启动阶段的电感电流和输出电压的过冲，并且软启动电路可以确保芯片在0～2.1 A的负载范围内带载无过冲安全启动。电路的整个软启

图2 预充电阶段启动电路

空载启动时最易出现过冲，所以控制空载启动预充电阶段结束时，预充电电流还停留在第一步的小电流。典型应用时 Cout=22 μF，若 Vin=4.2 V，Iload=0 A，Ipre0=200 mA。由于在此阶段Vout上升到接近Vin时就结束了，因此可根据式(2)估算出预充电启动阶段不同预充电电流应该持续的时间

将以上参数代入式(2)可得t0=462 μs，为留有一定的余量，把第一步预充电电流200 mA持续的时间设置为512 μs。而重载2.1 A启动时，前面五步由于预充电电流小于负载电流，Vout不会上升，只能依靠最后一步2.5 A的电流将Vout抬升到Vin。由式(2)可得，需要持续的时间t5=231 μs，因此设置后5步预充电电流持续的时间为256 μs。由以上分析可知，Vin=4.2 V，Iload=0 A启动时，预充电时间为512 μs;Vin=4.2 V，Iload=2.1 A启动时，系统预充电时间为1 792 μs，可见系统预充电持续时间随所加负载的增大而延长，预充电电流随负载的增大而增大。

(2)Vout＞Vin之后的闭环开关软启动阶段。当Vout＞Vin时，预充电启动阶段结束，这时 V1=Vout，V2=0，同步管PMOS的衬底切换到Vout，功率管的驱动电路开始正常工作，环路开始逐渐建立，此阶段利用误差放大器的软启动端SS引导Vout逐渐上升到需要的稳定输出电压值，同时限流比较器的限流值也逐渐抬升，使电感电流缓慢抬升。若误差放大器的SS端从零开始上升，其比此时的FB端电压低，因此Vout会下降，为使Vout从预充电阶段的值开始上升，设计如图3所示的电路，用软启动电容Css首先跟踪FB的电压，这样第二阶段SS端的电压是从第一阶段结束时FB的值继续上升而不是从零开始，本文误差放大器软启动端SS的电压是采用线性上升的方式，电路设计简单有效。而限流比较器的限流值应该与预充电阶段结束时的预充电电流相对应，因此限流值设置为从200 mA～5 A阶梯抬升，而每一步的时间与预充电阶段的预充电电流持续的时间一致，保证芯片既不产生电流过冲，同时又不会因峰值限流过小而导致输出电压下降。此阶段短路保护(SCP)和过温保护(OTP)电路也开始工作，若芯片发生短路或者过温，则芯片恢复到预充电阶段，并将预充电电流固定在第一步的小电流，直到保护解除，芯片再开始重新启动。

至此，同步升压型DC－DC转换器的整个软启动过程结束，该软启动电路可确保芯片在0～2.1 A的负载范围内无过冲平滑启动。

图3 闭环开关软启动阶段电路

3 仿真验证

3.1 轻载启动仿真波形

仿真条件:Vin=3.6 V，负载电流I0=0 A，输出设定5 V，图4为轻载时的软启动仿真波形。

图4 轻载情况下的启动仿真波形

如图4所示，轻载条件下，启动预充电时间较短，输出电压上升较快，同时当输出电压接近输入电压时，芯片开始开关操作，但因负载较小，因此开关时间较短，输出电压较快达到了设定的输出值。

3.2 重载启动仿真波形

仿真条件:Vin=3.6 V，负载电流Io=2.1 A，输出设定5 V，图5为重载载时的软启动仿真波形。

图5 重载2.1 A情况下的启动仿真波形

从图中可看出，重载条件下，启动预充电时间较长，且预充电电流阶梯上升，使得输出电压上升缓慢，而当芯片开始开关后输出电压逐渐达到设定的5 V电压，启动过程中电感电流和输出电压波形平缓。

4 结束语

本文提出了一种新型的软启动电路，其主要用于峰值电流控制模式的升压型DC－DC转换器，能节省芯片和电路板面积，有效降低产品成本。采用限流与反馈调整的软启动技术，克服了传统软启动电路的缺点，有效限制了浪涌电流，实现了快速、平稳的软启动。仿真验证表明，该软启动电路效果良好。

［1］ 李演明，来新泉，贾新章，等．一种DC－DC开关电源的新颖软启动电路设计［J］．电子器件，2008，32(2):31 －36．

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