基于环形桥的超高频射频识别窄带载波泄漏消除器

马中华，杨光松，陈朝阳，陈 彭，陈智捷

（集美大学信息工程学院，福建 厦门361021）

随着物联网概念的提出，射频识别（RFID）技术得到高速发展，在工业，农业，商业等领域得到广泛应用［1－2］.RFID技术已经深入到人们生活的方方面面，例如公交收费系统、物流管理、人员的安全监控以及生产过程的控制和超市的商品管理等等［3－5］.RFID系统如图1所示，主要由读写器，应答器（标签）和后台数据处理系统组成，其中读写器的接收灵敏度和应答器的反向散射性能决定了系统的读取距离.

图1 超高频RFID系统Fig.1The ultra high frequency RFID system

由于应答器是一个无源系统，本身没有直流电源，需要捕获读写器发射的高频电磁波，经过整流得到芯片工作所需要的直流电压.读写器为了接收应答器的响应，必须向应答器发射连续波信号；应答器被唤醒后，再将含有数据信息的调制信号反向散射回读写器，经过后台处理得到所需要的信息.由于发射信号和接收信号的频率非常接近，不能用滤波器将它们分离，所以一般用环形器将读写器的收发信号分开［6］.但是传统的环行器隔离度太低，会有大量的发射信号泄露到接收回路，造成接收回路饱和失真，大大降低了读写器的接收灵敏度.为了降低和消除接收回路泄露的载波信号，近年来很多学者提出各种载波消除的方法.Lim等［7］提出采用两个天线来分离发射和接收信号，虽然增加了隔离度，但是由于同时使用了两个环形器、两个耦合器和两面天线，大大增加了成本.Pursula等［8］提出正交反馈的载波消除电路，可以使接收机的动态范围增大10dB左右，但是电路不仅需要环行器，还需要两个PIN二极管构成混频器，电路结构变得复杂.Lee等［9］提出了使用死区放大器和一个功率检测器进行自动校准低功耗的Tx泄漏抑制技术，信噪比改善了15.77dB，但是要采用功率检测技术，并且对接收回路的放大器要求较高.Lasser等［10］提出在RFID系统中使用一个模拟横向滤波器组成的宽带载波泄漏抑制电路，在35MHz带宽上可以达到52dB的隔离度，但是需要两个接收电路.同时他又提出一种快速算法，用来改进载波泄漏消除器的抑制能力［11］，但需要分别测量无载波消除器时接收端的泄漏信号振幅和有载波消除器时接收电路中I和Q信道输入信号振幅.以上这些文献虽然提高了RFID读写器的泄漏载波的抑制能力，同时也增加了电路的复杂度和成本.RFID系统的工作频段在各个国家和地区的划分是不同的，欧洲865～867MHz，北美和南美902～928MHz，中国台湾地区为920～928MHz，中国大陆划分840～845MHz；920～925MHz［12－13］.本文的设计主要是应用于中国大陆920～925MHz这个频段.

本文在经典环形桥（RRC）的基础上，提出在920～925MHz频段内利用变形的RRC分布参数电路优化设计来消除泄漏到接收回路的载波.一方面电路面积减小了1／3；另一方面提高RFID读写器的发射和接收电路的隔离度.而且本文提出由RRC构成载波泄漏消除器是一种无源的微带结构，可以直接在电路板上完成一体化制作，电路结构大大简化，省去了价格不菲的环形器，而且也不需要增加额外的射频器件，可以降低器件成本和提高系统的稳定性.通过仿真测试，表明最终得到很好的性能.

1 理论计算和电路设计

根据菲涅耳公式（Friis′s formula）［14］，无源 RFID系统中标签接收的功率是：

其中r是读写器和标签的距离，λ是工作波长，PR，tag标签接收到的功率，PT，reader读写器的发射功率，Greader读写器天线的增益，Gtag标签天线的增益，Lp是读写器天线和标签天线之间的极化损失系数.一般读写器天线和标签天线之间有3dB的极化失配损失［15］.

假设功率在标签中的传输系数Tb＝0.6，那么读写器接收到标签的反向散射功率为：

其中，PR，reader为读写器接收到的标签反向散射回来的功率.如果读写器的发射功率为1W，读写器天线的增益为6dB，标签天线的增益为－2dB，系统的工作频率为922.5MHz，标签和读写器之间的距离为10m，标签接收到的连续波功率是－20.7dBm，此时读写器的接收灵敏度应该达到－73.7dBm才能接收到标签反向散射的信号.而使用环形器泄漏到接收回路的载波功率大概为5dBm，远远高于接收信号的功率，因此需要进一步消除泄露到接收回路的载波.

变形的RRC窄带载波消除器模型如图2所示.其中，1端口为接功率放大器，输入的功率为a1；2端口为接收发天线，从1端口传输到天线上的信号功率为b2，从天线反射回2端口的功率为a2；3端口为接低噪声放大器，b3表示进入到3端口的载波泄露功率；4端口为接反射网络，b4表示从1端口传输到4端口的信号功率，a4表示经反射网络反射后进入4端口的信号功率.对1端口到4端口之间无端口的半圆环进行S形变形，面积减少了1／3，得到小型化的RRC窄带载波消除电路.功放输出的连续波从1端口进入到RRC电路，接收回路的低噪声放大器接3端口，也是RRC定向耦合器的隔离口.实际上1端口和3端口并不是理想的隔离，会产生一定的泄漏.天线在工作频带内存在一定的失配，功放输出的连续波就会在天线端产生ΓANT（S22）大小的反射.

图2 RRC载波泄露消除原理图Fig.2Principle chart of deformed RRC

1端口到2端口的传输功率表示为：

其中，S21为端口1到端口2的传输系数.由于天线端存在反射，反射功率为：

其中，S22是端口2的反射系数.由式（3）和（4）得到天线端失配泄露到接收回路的一路信号：

其中，S32是端口2到端口3的传输系数.1端口直接泄露到3端口的另一路信号可表示为：

其中S31为端口1到端口3的传输系数，又有：

其中，Γ是4端口的反射系数，S41是端口1到端口4的传输系数，S34是端口3到端口4的传输系数.如果要让所有的泄漏功率在端口3处消除，那么必须满足下式：

要达到消除泄露到接收回路的载波，4端口反射系数为：

其中S21，S22，S32，S41，S34是随频率变化的散射参量，需要在不同的频点上测量而得到其值.

根据RRC 4个端口的相位关系，可以得出如图3所示的非理想隔离信号、天线端失配信号和外加反射网络的反射信号的矢量示意图.非理想隔离信号和天线端口反射信号的合成信号幅值等于从4端口反射到3端口信号的幅值，合成信号相位和4端口反射到3端口信号的相位反相，这样就会使泄漏的载波刚好消除掉.

图3 载波泄漏信号消除的矢量示意图Fig.3Vector representation of the leakage cancellation signal

2 仿真模型和实验测试

RRC各支路特性阻抗Z0＝50Ω，环形线特性阻抗为Z0，选用聚四氟乙烯玻璃布覆铜板F4B－1／2介质板，相对介电常数εr＝2.65，介质厚度h＝1.5mm，损耗角正切值0.001，铜皮厚度t＝35μm.RRC电路的微带结构模型如图4所示，50Ω特性阻抗对应的端口线宽4.05mm，环行线对应的线宽2.25mm，大半圆环的半径47.6mm，3个小半圆环的半径是大圆环半径的2／3，等于15.9mm.小型化的RRC载波消除模型用 ADS（advanced design system）建模、仿真优化后，变形RRC环的微带宽度最终为2.3mm，大半圆环的半径最终为53mm，3个小半圆环的半径最终为等于17.7mm，端口的微带宽度不变.其ADS仿真模型图如图5所示.

图4 变形的RRC电路结构示意图（单位：mm）Fig.4Miniaturization of rate race circuit（unit：mm）

图5 ADS的RRC仿真电路模型Fig.5Simulation circuit of ADS

R，L，C为反射网络的元件，通过它们控制反射到接收电路泄露载波信号的大小，最终得到反射负载值分别是R＝58Ω，C＝0.5pF，L＝16nH.天线端阻抗Zant（Ω）＝48.2＋j21.9，Term3为接收电路低噪声放大器的输入端.

RRC电路S参数测试和载波泄露功率测试分别如图6和7所示.利用矢量网络分析仪（Vector network analyzer agilent E8362B）测试各个端口的S 参数.天线采用 LB－8180－NF喇叭天线，在922.5MHz处的阻抗为Zant（Ω）＝48.2＋j21.9.通过图7测试接收回路最终泄漏的载波大小.射频信号源（E4438C）作为连续波产生器接端口1，频谱分析仪（E4405B）作为接收机接端口3，端口4通过反射网络控制反射信号的大小.

3 仿真与实验结果

图6 S参数测试图Fig.6The measurement setup of Sparameters

图7 RRC载波泄露功率测试图ig.7The measurement setup of leakage power

图8是变形的RRC隔离度仿真和测试结果，接收端和发射端的隔离度S（3，1）仿真结果在中心频点922.5MHz处达到了－88dB，在起始和截止频点处也达到了－53dB.实测结果显示，在中心频率922.5 MHz处隔离度达到－71dB，在起始和截止频点处小于－58dB.由于微带加工的精度误差，测试线缆和转接头带来的插损，导致实测和仿真曲线有一些差别.

图8 隔离度仿真和实测曲线Fig.8Simulation and measured result of the isolation

图9是发射电路到天线的传输特性曲线，传输损耗的仿真结果为－3.2dB，实测的传输损耗在－3.5 dB到－4dB之间，仿真和实测结果相差0.6dB左右.图10为天线到接收回路传输特性仿真和测试曲线，仿真传输损耗在－3dB左右，实测为－4dB左右，仿真和实测相差1dB左右.

图9 发射电路到天线的传输特性曲线Fig.9Transmission characteristic from the transmitting circuit to the antenna

图11是环形器和S变形后RRC隔离度的测试曲线图.传统的环形器在通带内隔离度只有－38dB左右，S变形后的RRC隔离度比传统环形器隔离度增加了22dB以上.

图10 天线到接收电路的传输特性Fig.10Transmission characteristic from the antenna to the transmitting circuit

由图12可知，如果读写器在频率922.5MHz发射连续载波频率为20dBm，接收到标签发射调制边频分量的频点为（922.5±1）MHz，功率为－80dBm.按照传统的环形器来隔离发射和接收信号，在接收回路泄漏的载波功率高达－18dBm，远远大于读写器接收到的数据信号功率.加了S变形的RRC载波消除器后，接收回路泄漏的载波功率只有－50dBm，载波抑制了70dB.相对于传统的环形器载波抑制度提高了32dB，而接收的数据信号功率基本不变.与文献［7］的双平衡环形器相比收发隔离度提高了20dB，并且电路较为简单；比文献［11］所得到的隔离度提高了约30dB.

图11 变形RRC和传统环行器隔离度测试结果Fig.11Isolation of the deformed RRC and the conventional circulator

图12 功放输出功率为20dBm时环形器和RRC接收电路泄漏载波的信号频谱Fig.12Spectrum of leaking carrier signal with circulator and RRC carrier leakage canceller when the output power of PA is 20dBm

4 结 论

在RFID系统中，由于发射的连续波信号和从标签反射回来的数据调制信号频率非常接近，不能用普通的滤波器进行隔离，一般采用传统的环形器来分离发射和接收信号.但是环形器的隔离度一般只有25 dB左右，而发射的连续波功率一般很大，所以泄漏到接收回路的载波功率远远大于接收回路接收到的调制信号功率，这样将造成有用信号被淹没或者使下级电路发生饱和失真.基于此，本文提出利用S变形的RRC载波消除电路来抑制接收回路的泄漏载波，仿真和实验测试结果表明：采用变形的RRC载波消除电路可以很好地抑制接收回路泄漏载波，结构简单，而且面积大幅度的减小，在中心频点处载波抑制度达到了88dB，边频处的载波抑制度达到了50dB.最后通过对实际的电路进行测试，中心频点处载波抑制了71 dB，在920～925MHz工作带宽内，载波抑制度达到了58dB，相对于传统的环形器提高了20dB以上.具有较好的工程应用价值.

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