复合型级联双Buck飞跨电容五电平逆变器

刘 苗 洪 峰 尹培培 王成华



复合型级联双Buck飞跨电容五电平逆变器

刘 苗 洪 峰 尹培培 王成华

（南京航空航天大学电子信息工程学院 南京 210016）

为了提高效率、改善波形和实现高频化，提出复合型级联双Buck飞跨电容五电平逆变器。由耐压功率元器件构成的全桥电路实现基波频率波形，由低压高频率的元器件构成双Buck为基础的飞跨电容逆变电路，改善了波形，提高了整机效率。该拓扑具有双Buck与飞跨电容逆变器的双重优点，双Buck逆变器具有无桥臂直通、无体二极管反向恢复问题的优点和电流半周期工作模式，使得高频化和高效率得以同时实现。飞跨电容逆变器可以通过逻辑电路选择冗余模态，从而控制飞跨电容的充放电来实现飞跨电容电压的平衡，并且对该电路进行了理论分析及实验验证，该电路可拓展为更高电平。

复合级联 飞跨电容 双降压式逆变器 电容均压

0 引言

近年来，级联型多电平变换器的发展非常迅速，其结构形式（如积木式结构）也越来越多，模块单元的形式从单一的全桥电路发展到二极管钳位型或飞跨电容型多电平变换器[1-5]，每个模块的输入直流电压从相同发展到不同，所选用的开关器件类型和得到的输出电平数也由此发生了变化。与其他形式的多电平变换器相比，其模块化结构易于集成和维护，因此在中高压调速领域、交流柔性输电系统等场合中具有广泛的应用前景[6-9]。

将具有任意独立电源电压、任意电平数的多电平单元或两电平单元进行级联，在这种主从式混合级联多电平变换器中，频率低电压高的逆变器单元可用低频率、高耐压元器件组成，频率高电压低的单元可用高频率、低耐压的功率元器件组成，低频逆变单元以输出电压的基波频率为切换频率，实现主要基波能量的输出，而高频逆变单元则在较高的频率下进行脉冲宽度调制，用来改善输出波形，提高整机效率[10-15]。

现有的级联多电平逆变器多是以桥式电路为基本的组成部分[14,15]。本文提出的复合级联型逆变器（如图1所示）低频部分是由全桥电路构成，高频部分是以双Buck为基础的飞跨电容逆变器，双Buck逆变器为提高开关频率和实现高效率提供了一条简洁可靠的途径。相对于桥式电路，双Buck电路具有很多特点：①传统桥式逆变器由于开关管的体二极管性能差，导致很大损耗并限制了开关频率的提高。双Buck逆变器功率开关管的体二极管不工作，续流电流流过与开关管同一桥臂上的二极管，因此功率开关管和功率二极管的优化设计得到解耦。续流二极管可用快恢复或肖特基二极管减小二极管反向恢复和功率管开通损耗。②桥式电路中存在大量直接串联在电源两端的开关管，引起桥臂直通的隐患，而双Buck电路两只功率管之间串联着两只较大的滤波电感，电路无桥臂直通问题，提高了可靠性，且避免了控制死区可能造成的输出波形畸变。③工作于半周模式下的DBI无环流存在，有利于实现逆变器的高频化和高效率。④双Buck电路输入输出共地，易构建三相系统[16-18]。

图1 复合型级联双Buck飞跨电容五电平逆变器

飞跨电容多电平逆变器是三种基本多电平逆变器之一，其优点是通过选择冗余模态来控制电容电流方向，即电容的充放电，实现电容电压的均衡[19,20]。

本文在上述分析的基础上，提出了一种新型复合型级联多电平逆变器，即以双Buck电路为基本单元，飞跨电容逆变器作为低压高频调制单元，使用桥式电路作为高压低频调制单元，充分发挥各自的电路优势，克服桥臂直通隐患，进一步提高了系统可靠性和变换效率。

1 复合型级联DBFCFLI的拓扑结构

本文提出的复合型级联DBFCFLI结构示意图如图1所示。图１中d1、d2和d3分别为3个外接直流电源，S01～S04、S11、S12、S21和S22为开关管，VD11、VD12、VD21和VD22为二极管，1、2为滤波电感，f和分别为输出滤波电容及负载。图1电路可划分为以下6个部分：外接电源，飞跨电容钳位的Buck电路Ⅰ，飞跨电容钳位Buck电路Ⅱ，全桥工频开关电路和输出滤波电容及负载。该逆变器主体为双Buck电路单元和桥式工频开关电路。由于Buck电路单元无桥臂直通的可能，所以下文还将说明桥式工频开关电路中两开关管在整个工频周期内仅开关1次，整个逆变器无桥臂直通隐患。双Buck电路工作时电感电流续流从功率二极管通过，开关器件的体二极管并不参与工作，功率器件选取可以不考虑体二极管的影响，使得开关器件和续流二极管可分别优化设计选取。开关器件可选用新型的功率半导体例如coolMOS，减小导通和开关损耗；开关频率可以提高，在保持高效率前提下实现高频化减小体积重量。

复合型级联DBFCFLI采用高频PWM控制和低频方波控制相结合的复合控制策略。双Buck电路采用高频PWM控制，双Buck工作于半周期模式，电路中无环流产生，变换器效率较高[16-20]。输出电流正半周（i≥0），Buck电路Ⅰ工作，Buck电路Ⅱ不工作；输出电流负半周（i≤0），Buck电路Ⅱ工作，Buck电路Ⅰ不工作。桥式工频开关电路采用低频方波控制。双Buck电路单元的输出电压和桥式工频开关电路的输出电压合成得到高品质的输出电压。

2 复合型级联DBFCFLI时序及模态分析

复合型级联DBFCFLI的拓扑结构如图1所示。S01、S02、S03和S04构成了全桥电路；S11、S12、VD11、VD12、1和1构成Buck电路Ⅰ；S21、S22、VD21、VD22、2和2构成Buck电路Ⅱ。下面结合图2所示电路时序图叙述复合型级联DBFCFLI的具体工作原理和工作模态，各工作模态如图3所示。记开关管S01～S04的电压驱动分别对应为01、02、02和01；开关管S11、S12、S21和S22的电压驱动分别为11、12、21和22；电感1和2的电流分别i1和i2；i1和i2之差为电感电流i；Buck电路Ⅰ桥臂中点①点电压为1；Buck电路Ⅱ桥臂中点②点电压为2；逆变桥输出（滤波前）电压为1或2。设外接电源电压d1=d2=d3=d。模态分析以空载为例进行，即假定电感电流i相位超前输出电压o90°。下文结合复合型级联DBFCFLI的时序图（见图2）与模态图（见图3）对其工作过程进行具体 分析。

图2 复合型级联DBFCFLI的时序图

输出电流正半周期时（≥0），（=1-2）对应图2时段0～4，Buck电路Ⅰ工作，Buck电路Ⅱ不工作，S21和S22截止，此阶段共有8个工作模态，分别如图3中模态Ⅰ-0～模态Ⅰ-7，工作状态如下：

（1）工作模态Ⅰ-0。如图3a所示，S01、S04保持导通，S02、S03保持截止，S11、S12截止，从VD11和VD12续流，1既不充电也不放电，桥臂①输出电平为0。

（2）工作模态Ⅰ-1。如图3b所示，S01、S04保持导通，S02、S03保持截止，S12闭合，S11截止，VD11续流，1放电，桥臂①输出电平为d。

（3）工作模态Ⅰ-2。如图3c所示，S01、S04保持导通，S02、S03保持截止，S11闭合，S12截止，VD12续流，1充电，桥臂①输出电平为d。

（4）工作模态Ⅰ-3。如图3d所示，S01、S04保持导通，S02、S03保持截止，S11、S12闭合，11既不充电也不放电，桥臂①输出电平为2d。

（5）工作模态Ⅰ-4。如图3e所示，S02、S03保持导通，S01、S04保持截止，S11、S12截止，VD11、VD12续流，1既不充电也不放电，桥臂①输出电平为-2d。

（6）工作模态Ⅰ-5。如图3f所示，S02、S03保持导通，S01、S04保持截止，S12闭合，S11截止，VD11续流，1放电，桥臂①输出电平为-d。

（7）工作模态Ⅰ-6。如图3g所示，S02、S03保持导通，S01、S04保持截止，S11闭合，S12截止，VD12续流，1充电，桥臂①输出电平为-d。

（8）工作模态Ⅰ-7。如图3h所示，S02、S03保持导通，S01、S04保持截止，S11、S12闭合，VD11、VD12截止，1既不充电也不放电，桥臂①输出电平为0。

输出电流负半周期（＜0）时，对应图2时段4～8，Buck电路Ⅱ工作，Buck电路Ⅰ不工作，同样包含8个模态，其运行与正半周期对称，不再赘述。

3 复合型级联DBFCFLI的均压原理

该拓扑的关键技术是飞跨电容均压问题，本文采用两种不同模式来实现飞跨电容的均压。如图1所示，代表桥臂1或2；为桥臂的第个开关状态，若闭合，则取值为1，若截止，则取值为0；为桥臂标号为的飞跨电容电流，为桥臂标号为的电感电流。飞跨电容电流表达式为

=(1-a2)（1）

飞跨电容电压的微分方程式为

若满足

则可实现充放电均衡。

表1列出电流正半周期（≥0）时，各开关模态对应的桥臂电位及飞跨电容1充放电状态。表中，“0”表示开关管断开，“1”表示开关管导通，“+”表示电容充电，“-”表示电容放电，“×”表示电容既不充电也不放电。以飞跨电容钳位的多电平逆变器具有独特的优点，通过其存在的冗余模态的选择来调节飞跨电容电流的方向，从而控制飞跨电容充放电以实现其电压的均衡[21]。由表1可知，模态Ⅰ-1和Ⅰ-2的输出电压均为d，模态Ⅰ-1对1放电，模态Ⅰ-2对1充电，模态Ⅰ-5和Ⅰ-6的输出电压都为-d，Ⅰ-5对1放电，Ⅰ-6对1充电。为实现1的均压，冗余模态组合选择有两种，分别见表2和表3。

表1 电流正半周期开关组合模态状态

表2 电流正半周期冗余模态选择模式一

Tab.2 States of switch-group at positive half circle

表3 电流正半周期冗余模态选择模式二

Tab.3　States of switch-group at positive half circle

表2和表3均能满足一个周期内的PWM调制，1充放电时间相同，满足式（4），实现1均压。本实验选择表2对应的模态组合，对应各开关管的逻辑关系列于图2中。负半周（≤0）中2均压过程及原理与正半周的1同理，不再赘述。

4 复合型级联DBFCFLI控制策略

为同时实现逆变和均压，采用图4所示的控制策略，其可划分为区间划分电路、逆变电路和逻辑电路三部分。区间划分电路：将电压基准信号r进行过零比较得到电压正、负半周信号p（即01、04）n（即02、03），并与m比较（m为门槛电压，通常取r最大值的一半），得到对应四个区间（[2m，Um][Um，0][0，m]和[m，2m]）的表征信号：-2-1-1001和12，r为电压环的输出，亦为电流基准，经过过零比较得到电流表征信号p和n。逆变电路：采用电压外环（即PI调节器）、电流内环（即P调节器）的双环控制策略，经三角波交截得到逆变器SPWM调制信号pwm1和pwm2。将上述信号通过逻辑电路（图2中表述了11、12、21和22的逻辑表达式），得到开关管的控制信号01～04、11、12、21和22，对主电路开关管进行控制。如图2所示，桥臂1和2输出五电平SPWM调制波1和2，实现了飞跨电容均压，滤波后得到正弦交流输出电压o。图１中，桥式工频开关电路的开关管S01～S04采用MOSFET，同样可采用低频高耐压器件（例如GTO），充分发挥器件优势；d1可取大于d2和d3，即使得该逆变器工作于不等电压比情形下，发挥桥式电路电压器件电压应力低的优点，承担更高母线电压。限于篇幅，本文对此不再深入讨论。

图4 控制原理框图

以上分析是以五电平为例。可拓展桥式级联单元，增加输出电平。桥式级联单元均工作于工频调制状态，合成多电平的阶梯波输出，提供输出电压基波含量；仅有双Buck电路单元工作于高频调制，调节输出电压大小与波形。多电平电路可由五电平结构类推。在此不再深入讨论。

5 实验结果

本文对该逆变器进行了样机实验，参数如下：开关管采用2SK1522，功率二极管采用DSEI60—06A，输出滤波电容f=9.1mF，滤波电感1=2=100mH，输入直流电压d=90V，输出交流电压o=110V（频率50Hz），额定输出功率2000W。

图5a和图5b分别为逆变器空载和满载时的实验波形。2为Buck电路Ⅱ桥臂中点（点②）电压，当电流大于零，Buck电路Ⅰ工作，Buck电路Ⅱ不工作，2=o；当电流小于零时，Buck电路Ⅰ不工作，Buck电路Ⅱ工作，2输出调制波；3为工频桥式电路输出波形，在整个工频周期仅开关１次，3高电平对应输出电压正半周。o为输出电压，i为电感电流。空载时，电感电流i等于输出滤波电容电流，超前输出电压o90°；满载时，电感电流i与输出电压o几乎完全同相。可见，实验波形符合前文分析的工作原理，控制方案达到预期效果。

为了分析比较，本逆变器与双Buck飞跨电容三电平逆变器（Dual Buck Flying-Capacitor Three-Level Inverter，DBFCTLI）的实验数据进行了比较，该双Buck飞跨电容三电平逆变器的拓扑如图6所示，输出滤波电容f=14.7mF，滤波电感1=2=300mH，输入直流电压d=360V，其余参数与本文分析的逆变器相同。由于其直流电压d取值较高，为复合型级联DBFCFLI的4倍，其功率管和二极管的电压应力也是复合型级联DBFCFLI的2倍。图7所示为变换效率的曲线，由图可见，复合型级联多电平逆变器具有更高的变换效率。图8所示为输出电压的总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，THD）的曲线，由图可见，两者输出电压的THD值接近。

图6 双Buck飞跨电容三电平逆变器

图7 效率曲线

图8 THD曲线

由此说明，复合型级联双Buck飞跨电容多电平逆变器达到了和三电平双Buck逆变器同样甚至更优的性能指标，但由前文分析和样机参数可知，复合型级联多电平双降压式逆变器具有更小的输出滤波和更低的器件电压应力。

6 结论

本文提出的复合型级联双Buck飞跨电容多电平逆变器由双Buck电路单元同全桥电路单元级联得到。Buck电路单元工作于高频调制状态，充分发挥该电路无桥臂直通、无开关管体二极管反向恢复问题和半周期工作模式的特点；而桥式电路工作于工频开关状态。他们分别选用不同的性能的器件实现。该方案降低了系统开关损耗，提高整机效率，降低了多电平变换器输出电压谐波含量，减小了滤波器的体积。文中以五电平为例进行了分析与实验验证，亦可推广至多电平情形，同样具有上述特点。

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A Hybrid Cascaded Dual Buck Flying-Capacitor Five-Level Inverter

（Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China）

In order to improve the efficiency and waveform and realize high-frequency, this paper proposes a hybrid cascaded dual buck flying-capacitor five-level inverter. The high voltage unit, is composed of bridge cell with high-voltage slow-switching components to realize the fundamental wave. And the low voltage unit is composed of flying capacitor inverter with low-voltage fast-switching components based on dual Buck inverter to improve the waveform and efficiency. The topology has both the merits of dual buck and flying capacitor. Dual Buck inverter has no shoot-through problems, no body-diode reverse recovery problems and half-cycle work mode, which cam implement the high frequency and efficiency simultaneously. The voltage balance of the flying capacitors can be achieved by choosing the redundant state through proper logical algorithms. The validity of the inverter is conformed through experimental. The topology can be expanded to a higher level.

Hybrid cascaded, flying-capacitor, dual Buck inverter, balancing capacitor voltage

TM711

刘 苗 女，1974年生，博士研究生，讲师，主要从事电力电子技术及航空电源研究。

洪 峰 男，1979年生，博士，副教授，主要从事电力电子技术及航空电源研究。

2013-10-09 改稿日期 2013-12-05

国家自然科学基金（50907033），国家教育部博士点专项基金（20093218120023）和江苏省科技支撑计划（BE2012170）资助项目。