基于DSP的燃料电池车复合直流系统的设计与实现*

曹晓娟，庹朝永

(1.湖南机电职业技术学院，长沙 410151； 2.湖南大学，汽车车身先进设计制造国家重点实验室，长沙 410082)



2015126

基于DSP的燃料电池车复合直流系统的设计与实现*

曹晓娟1,2，庹朝永1

(1.湖南机电职业技术学院，长沙 410151； 2.湖南大学，汽车车身先进设计制造国家重点实验室，长沙 410082)

为燃料电池车提出了一种复合直流系统方案，该方案采用DSP控制单个DC/DC变换器实现直流系统能量的统一管理。变换器有4种工作模式，且可归纳为两种电路拓扑：串并联谐振变换器和串联谐振变换器。详细分析了串并联谐振变换器的软开关实现条件，由于考虑了变压器副边整流开关管寄生电容对死区时间内换流过程的影响，故分析得到的励磁电感限制条件更加精确。给出了该复合直流系统的设计与实现方法。最后搭建了一台基于TMS320F28335的300W样机，实验结果验证了该系统的可行性。

燃料电池车；直流系统；DC/DC变换器；软开关；数字信号处理器

前言

燃料电池车为解决内燃机汽车所带来的环保问题提供了良好的途径，因而受到广泛关注[1-3]。燃料电池车直流系统主要由燃料电池、辅助能源和高压直流母线组成，各组成要素之间的能量流动关系如图1所示。燃料电池正常工作时，负责提供整车正常工作时的所有能量，定义为功率传输状态。燃料电池输出电压在200～500V之间[1]，并且输出特性偏软，因此一般须要经过DC/DC功率变换得到稳定的高压直流母线[2-3]，并通过DC/AC变换得到三相交流电，以控制汽车电机运行。燃料电池在冷启动时响应慢，需要辅助能源如蓄电池或超级电容，提供启动功率[4]，这里定义为辅助启动状态。当汽车制动或下坡时，直流系统须将多余的能量回收并储存到辅助能源中，定义为能量回馈状态。最后是辅助能源在输入电压较低时，须通过直流系统进行能量补给，定义为充电状态。

应用多输入DC/DC变换器进行燃料电池车直流系统能量管理是一种很好的思路，目前国内外已对其多种拓扑结构进行研究[1,5-10]，但已有的拓扑结构都无法用单个变换器满足图1的所有功能需求。为此本文中提出了一种基于数字信号处理器(digital signal processor, DSP)控制的复合直流系统方案，该方案采用单个复合式DC/DC变换器，通过DSP控制实现燃料电池车直流系统能量的统一管理。

1 复合直流系统总体结构

复合直流系统的总体结构如图2所示。燃料电池、辅助能源和高压直流母线都接入到复合式DC/DC变换器中。同时，DSP采集燃料电池输出电压与电流、辅助能源输出电压与电流和高压直流母线电压这几路信号以进行能量管理。燃料电池与复合式DC/DC变换器之间为能量单向流动方式，辅助能源和高压直流母线则为能量双向流动方式。DSP控制6路PWM信号，经过隔离驱动后分别驱动复合式DC/DC变换器的6个开关管。

2 变换器工作原理

所提出的复合直流系统的硬件核心是复合式DC/DC变换器，其拓扑结构如图3所示。图中燃料电池的电压为UinH，辅助能源的电压为UinL，高压直流母线的电压为Uo；变压器有3个绕组，分别为高压侧、低压侧和二次侧，匝比为nH:nL:nS。对应图1，该复合式DC/DC变换器共有4种工作模式，这4种工作模式下，开关管的控制逻辑如表1所示。表中“ON”表示常闭，“OFF”表示常开，“PWM”表示工作在高频开关状态，“SR”表示工作在同步整流状态。

表1 开关管控制逻辑

辅助启动模式下变换器等效为单输入单输出型串并联谐振变换器。3个谐振元件分别为变压器归算到低压侧的励磁电感LmL、谐振电感LrL和谐振电容CrL；功率传输模式下变换器等效为单输入单输出型串并联谐振变换器。3个谐振元件分别为变压器归算到高压侧的励磁电感LmH、谐振电感LrH和谐振电容CrH；充电模式下变换器等效为单输入双输出串并联谐振变换器，谐振腔与功率传输模式相同，由于两路输出结构完全一致，因此高压直流母线的电压稳定后，充电电压也会维持在恒定值；能量回馈模式下变换器等效为单输入单输出型串联谐振变换器。谐振元件为LrL和CrL。

下面进行电路工作模态分析，其中串并联谐振变换器以功率传输模式为分析对象，辅助启动模式和充电模式下的工作原理与此相同。功率传输模式下，变换器的主要工作波形如图4所示，图中Udrv为驱动电压信号。

[ta0-ta1]时段：Q2S工作在同步整流状态，imH线性增大，LrH与CrH形成LC谐振，irH呈正弦规律变化。死区时间内谐振腔电流对MOSFET结电容进行充放电。充放电完成后，Q1H寄生二极管Ds1导通，为Q1H软开关创造条件。死区时间结束时该模态结束。

[ta1-ta2]时段：Q1H导通，能量从输入侧传输到输出侧，irH和uCrH呈正弦规律变化。该模态内，iQ2S对输出电容Co1充电，当irH=imH时，该模态结束。

[ta2-ta3]时段：此时为三元件谐振模态，LmH、LrH和CrH构成三元件谐振网络。由于LmH≫LrH，因此irH和imH近似不变，uCrH线性上升。Q1H关断信号到来时，该模态结束。

[ta3-ta6]时段内的工作模式与[ta0-ta3]类似，不再赘述。

能量回馈模式下变换器的主要工作波形如图5所示。

[tb0-tb1]时段：励磁电流imS对Q1S、Q2S的结电容进行充放电。Q1S开通信号到来时，该模态结束。

[tb1-tb2]时段：谐振腔电流irL仍为负值。Q1S的寄生二极管继续导通，直到谐振腔电流irL过零，该模态结束。

[tb2-tb3]时段：Q1S开通，LrL和CrL构成2阶LC谐振回路，irL和uCrL呈正弦规律变化。该模态内，iQ2L对输出电容CinL1充电。

[tb3-tb6]时段时间内的工作模式与[tb0-tb3]类似，不再赘述。

3 软开关的实现与变换器设计

3.1 软开关实现条件分析

为发挥串并联谐振变换器的高效率功率变换优势，须确保变换器工作在软开关状态。传统的软开关实现条件分析中都将二次侧整流管的寄生结电容忽略不计，但在本系统中，由于二次侧整流管也是MOSFET，其寄生结电容也会影响到原边开关管的换流，因此精确的软开关实现条件分析中应当充分考虑二次侧整流管寄生结电容的影响。以功率传输模式下的等效电路进行软开关实现条件分析(辅助启动和充电模式同样适用)，死区时间内的等效电路如图6所示。

要实现Q1H和Q2H的软开关，死区时间内电荷供给量应大于电荷需求量，即

(1)

式中：Tsw为开关周期；Tdead为死区时间；CjH和CjS分别为燃料电池侧和高压输出侧MOSFET的结电容。

谐振腔电流irH(t)为

irH(t)=IrH_pksin(ωrHt-θrH)

(2)

式中：IrH_pk、ωrH和θrH分别为谐振腔电流的峰值、角频率和初始相位角。

角频率ωrH为

(3)

初始相位角θrH为

(4)

励磁电感峰值电流ImH_pk为

(5)

根据电荷守恒可得

(6)

联立式(1)～式(6)，可得励磁电感LmH的限制条件为

(7)

式中：frH为LrH和CrH的串联谐振频率。

同理可以推导得到励磁电感LmL的限制条件为

(8)

式中：frL为LrL和CrL的串联谐振频率。

3.2 变换器设计

变换器设计主要包括变压器设计、开关器件选型、高压侧谐振腔设计和低压侧谐振腔设计。可将整个设计过程分为4步。

第1步：变压器设计。根据燃料电池额定电压UinH_nom和辅助能源最高电压UinL_max来设计变压器匝比。nH:nS=UinH_nom/Uo，nL:nS=UinL_max/Uo。

第2步：开关器件选型。根据开关管的电压和电流应力来选择，同时提取结电容参数。

第3步：励磁电感设计。一般取frH=frL。根据软开关实现条件得到LmH和LmL的最大值LmH_max和LmL_max，并且根据匝比选择能够同时实现高低压侧软开关的励磁电感。

(9)

第4步：电感比设计。燃料电池和辅助能源的输出电压都是在一定范围内变化的，因此要求变换器具备一定的宽范围适应能力。根据文献[11]中的描述，串并联谐振变换器的时域增益模型(以功率传输模式为例)可以表示为

(10)

式中：fsw为开关频率；hH为电感比，且满足：

hH=LmH/LrH

(11)

根据式(3)和式(11)可以计算出谐振电感LrH和谐振电容CrH。同理也可以按照增益要求，完成LrL和CrL的设计。

4 软件系统设计

4.1 主程序流程图

DSP芯片为TMS320F28335，主程序流程如图7所示。整车钥匙转到“ON”位置后，主接触器接通，完成控制器上电，程序进入主循环。首先进入辅助启动模式，同时监测燃料电池组电压，并结合整车启动策略来决定是否退出辅助启动模式。辅助启动完成后，系统进入功率传输模式，同时监测辅助能源电压，如果电压低于设定的阈值，则进入充电模式，否则进行能量回馈判定。如果有制动指令，则进入能量回馈模式，否则控制器进入响应整车制动指令的状态。程序处理时，充电模式、能量回馈模式和响应制动指令完成后，都进入功率传输模式。

4.2 变频率调制流程图

该复合直流系统中，DC/DC变换器工作在变频率调制模式。采用PWM周期中断的方式实现变频率调制，其流程如图8所示。进入中断后，先进行输出电压采样，采样完成后进行过压保护判断，若发生过压，则封锁ePWM，否则进行PI运算。PI运算完成后进行开关频率计算，并更新时钟周期寄存器，该寄存器的数值直接决定了下一个开关周期的长短，从而实现压频转换。

5 实验验证

搭建一台300W的样机，燃料电池电压UinH的范围为250～350V，额定电压为320V；辅助能源电压UinL的范围为18～26V，额定电压为24V；高压直流母线的电压Uo为400V。样机及其元器件主要参数与规格如下。

谐振频率frH、frL：100kHz；

高压侧Q1H、Q2H：SPP11N60C3(650V，11A，CjH=390pF)；

低压侧Q1L、Q2L：IPP03CN10N(100V，100A，CjL=1.94nF)；

二次侧Q1S、Q2S：SPP11N60C3；

辅助开关Qaux：两个MOSFET反向串联得到，型号为IPP086N10N3(100V，80A)；

变压器：PQ32/30磁芯(TP4A材质)，匝数nH:nL:nS=49∶4∶62，实测励磁电感LmH为683μH；

谐振电感LrH：PQ20/20磁芯(TP4A材质)，匝数为24，电感值为195μH；

谐振电容CrH：12.2nF/1 200V，由10nF与2.2nF薄膜电容并联得到；

谐振电感LrL：PQ20/20磁芯(TP4A材质)，匝数为5，电感值为0.84μH；

谐振电容CrL：2.94μF/250V，由两个1μF与两个470nF薄膜电容并联得到；

控制芯片：TMS320F28335。

图9为实验波形和效率特性。其中图9(a)为辅助启动模式下24V输入电压时的满载工作波形。由图可见，低压侧开关管实现了零电压开通，变换器满载效率为95.8%。图9(b)为功率传输模式下320V输入电压时的满载工作波形。由图可见，高压侧开关管也实现了零电压开通。励磁电感直接采用式(9)的计算结果，未在实验中调整。这验证了本文中所提出的软开关实现条件分析的准确性。功率传输模式下，变换器满载效率为97.2%。图9(c)为辅助启动完成后的过渡波形。由图可见，过渡过程平滑，输出电压无明显波形。图9(d)为能量回馈模式下的满载工作波形，此时开关频率为98.2kHz，接近LrL和CrL的串联谐振频率，此时低压侧电压UinL维持在25.5V，二次侧开关管电压为485V，效率为92.5%。图9(e)为充电模式下的满载工作波形，此时输入电压为288V，充电功率为100W，开关频率为84.7kHz。图9(f)为变换器的效率特性曲线，功率传输模式的效率最高，能量回馈模式的效率最低。

6 结论

提出一种燃料电池车用复合直流系统方案，整个系统的开关网络由6个开关管和一个辅助开关组成。给出了详细的控制逻辑表，并重点完成了精确的软开关实现条件分析。最后提出了一种考虑临界励磁电感的变换器设计方法，并在TMS320F28335平台上实现了数字控制。该复合直流系统方案是一种值得在燃料电池车中推广的能量集中管理方案。

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Design and Implementation of Compound DC Systemfor Fuel Cell Vehicle Based on DSP

Cao Xiaojuan1,2& Tuo Chaoyong1

1.HunanMechanical&ElectricalPolytechnic,Changsha410151;2.HunanUniversity,StateKeyLaboratoryofAdvancedDesignandManufacturingforVehicleBody,Changsha410082

A scheme of compound DC system for fuel cell vehicles is proposed, which uses a digital signal processor to control a single DC/DC converter to achieve unified energy management of DC system. There are four different working modes and they can be classified into two circuit topologies: series / parallel resonant converter and series resonant converter, in which the soft switching condition of series and parallel resonant converter is analyzed in detail. By taking into account the effects of the parasitic capacitance of rectifying transistor in the secondary side of transformer on the process of dead time commutation, the analyzed critical condition of magnetizing inductance is more accurate. The design and implementation methods of the compound DC system are also given. Finally, a 300W prototype is build based on TMS320F28335 and the experiment results verify the feasibility of the system.

fuel cell vehicle; DC system; DC/DC converter; soft switching; DSP

*国家自然科学基金(51175159)、汽车车身先进设计制造国家重点实验室自主课题团队重点项目(61075004)、湖南省教育厅科学研究项目(13C261)和湖南省职业院校教育教学改革研究项目(ZJC2013018)资助。

原稿收到日期为2013年12月13日，修改稿收到日期为2014年2月7日。