一种新型高效无变压器型单相光伏逆变器

杨晓光 姜龙斌 冯俊博 汪友华

一种新型高效无变压器型单相光伏逆变器

杨晓光 姜龙斌 冯俊博 汪友华

（河北工业大学电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室 天津 300130）

单相无变压器型逆变器由于体积小、效率高、造价低，被广泛应用于低功率光伏并网系统中。本文提出了一种新型无变压器型单相光伏逆变器，该逆变器不产生共模电流，对电网不产生直流分量。相同条件下，其输出电流纹波是半桥逆变器的一半，与二极管钳位式三电平逆变器的几乎相同；并且其效率高于半桥逆变器，与二极管钳位式三电平逆变器的效率接近；实验样机的测试结果验证了所提出的逆变器拓扑的合理性。

光伏系统 无变压器型逆变器 二极管钳位式三电平逆变器 半桥逆变器 共模电流 直流分量 电流纹波

1 引言

逆变器是连接光伏阵列模块和电网的关键部件，用以实现光伏阵列模块运行于最大功率点和向电网注入正弦电流。目前有三种基本的逆变器：工频变压器型光伏逆变器、高频变压器型光伏逆变器和无变压器型光伏逆变器。较之前两种类型，无变压器型光伏逆变器不仅成本降低，体积和重量较小，其效率可提高 1%～2%[1-3]。

然而，由于没有变压器隔离，光伏阵列模块和电网之间存在电气连接，除了导致安全问题外，还可能产生如下两个问题：①逆变器输入到电网中的电流可能含有较大的直流分量（直流注入），导致电网中的分布变压器工作点偏移，可能引起变压器饱和[4]；②如果逆变器具有可变的共模电压，在光伏阵列模块和地之间会产生共模电流（漏电流）。共模电流可能导致严重的传导型或辐射型电磁干扰，致使电网电流产生畸变，并增加了系统的额外损耗[5-6]。

对于上述无变压器型光伏逆变器存在的三点问题：①采用接地故障检测装置可以满足安全需求[7]。②通常，电网电流通过控制（如PI调节）来消除直流分量。然而，由于检测控制环节所用的器件具有直流偏移问题，会导致电网中直流分量的存在；为了减小由于器件偏移造成的直流分量就必须使用低偏移量的器件，而造成硬件成本的增加[8]。因而，光伏并网逆变器应该选择不存在直流分量问题的逆变拓扑。③对于无变压器型光伏并网逆变系统，文献[5]指出：必须采用不产生可变共模电压的逆变器拓扑。

现有的逆变器主要有全桥逆变器及其改进形式、半桥逆变器、三电平逆变器及其改进形式。

全桥逆变拓扑具有很好的性价比，在已存在的功率拓扑中得到了广泛的应用。然而，全桥逆变器在单极性脉冲宽度调制[9-11]（PWM）方式下用于光伏并网，所产生的共模电压是变化的，会引起共模电流；同时，由于功率开关管导通和关断时间不对称，脉冲宽度调制过程中脉宽不平衡会导致逆变器输出电流中存在直流分量。因此，通常全桥逆变器在单极性脉冲宽度调制方式下用于光伏并网需要采用变压器隔离。双极性PWM全桥逆变器用于光伏并网[6,11-12]不产生可变的共模电压。然而，双极性 PWM方式将产生较大的电流纹波，增加了开关损耗，降低了逆变器的效率；同样，双极性 PWM全桥逆变器会在电网中产生直流分量。文献[6,13-14]对全桥逆变器进行了改进，减小了输出电流的纹波，提高了效率，但电网直流注入的问题并没解决。

半桥逆变器用于光伏并网[4,15-16]不产生可变的共模电压，同时该逆变器通过连接电网端到电容器组的中点而确保不对电网产生直流分量。然而，半桥逆变器产生较大的电流纹波，增加了开关损耗，降低了逆变器的效率。

采用二极管钳位式三电平逆变器可以产生不变的共模电压，并且可提高效率，降低纹波[4,17-18]。但是，这种结构具有直流注入问题。文献[8]提出了一种改进的二极管钳位式三电平逆变器，减小了直流注入；然而该文献同时也指出：由于太阳电池受到遮蔽、灰尘或者电池本身的问题而造成该逆变器的输出电压波动较大。

本文提出了一种新型结构的逆变器，该逆变器从结构上保证了不产生共模电流，并不对电网产生直流分量；同时该逆变器具有输出纹波小和较高的效率，适合于无变压器型单相光伏并网系统。

2 无变压器型逆变器共模系统分析

光伏并网发电系统主要由光伏阵列模块、逆变器、交流滤波电感L1、L2和电网组成，并且考虑到电磁兼容的要求，在逆变器输出端和电网之间配置差模滤波电容Cdm、共模滤波电感 Lcm和共模滤波电容 Ccm，如图 1所示。另外，在光伏阵列模块和地之间存在一寄生电容 CPVg，其数值范围为 50～150 nF/kW，在潮湿环境或雨天会达到 200nF/kW[12,17]；在逆变器的地连接点和电网之间存在串联电阻 Zg。在光伏系统中，寄生电容 CPVg和串联电阻 Zg为共模电流icm提供了电气通路。

图1 无变压器型光伏发电逆变器共模电流Fig.1 Common-mode currents in a transformerless PV inverter

共模电流不仅与共模电压有关；当差模阻抗不对称时，差模电压也会产生共模电流。

共模电压 vcm是逆变器输出与直流侧公共参考点N之间电压的平均值为

差模电压vdm为逆变器输出之间的电压差为

当差模阻抗不对称时，即 L1≠L2时，差模电压会产生一个等效的共模电压为

电路中总的共模电压为

3 半桥逆变器

光伏并网逆变器可采用半桥结构，其基本组成如图 2所示，包括两个开关管 S1和 S2和一个滤波电感 L1，在直流侧接有两个串联的电容，其连接点为逆变器直流输入的中点，并与电网的中性点连接。

图2 半桥逆变器Fig.2 Half-bridge inverter

3.1 共模电压

开关管 S1和S2交互开通，S1开通时，v1N=vin，v2N=vin/2，由式（1）和式（2）可得：vdm=v12=vin/2，vcm=3vin/4，因L2=0时，由式（4）可得 vtcm=vin/2。S2开通时，v1N=0，v2N=vin/2，vdm=v12=-vin/2，vcm= vin/4，vtcm=vin/2。

因而，半桥逆变器总的共模电压为一常数，其共模电流为零。

3.2 直流分量

在一个电网电流的周期（T）内，对电网电流进行积分可得电网电流的直流分量igdc为

式中，iC1和iC2分别为流经电容器 C1和C2的电流，当电容器相等时，iC1=iC2。若在一个电网周期内控制节点2的电压变化为零，那么由式（5）可知，采用半桥逆变器电网电流的直流分量为零。

3.3 电流纹波

图3 半桥逆变器v12和并网电流波形Fig.3 Voltage v12and grid current in a half-bridge inverter

半桥逆变器的仿真结果如图3所示。仿真条件为：输入电压 vin=700V，开关频率fsw=5kHz，电感L1=3mH，C1=C2=470μF。图 3a表明：整个电网周期输出电压 v12在-vin/2和vin/2之间调制；图 3b为具有较大纹波的电网电流波形。

3.4 逆变器效率

由图 3a可知：半桥逆变器的两个开关管在整个电网周期的开关电压都为 vin，因而，其开关损耗较大。

4 二极管钳位式三电平逆变器

三电平逆变器如图4所示。在电网电压正半周期，S2保持闭合，S1和 S3交替开关。在电网电压负半周期，S3保持闭合，而 S2和S4交替开关。

图4 二极管钳位式三电平逆变器Fig.4 Three-level diode-clamped inverter

4.1 共模电压

在电网电压正半周，S2保持闭合，S1导通时，v1N=vin，v2N= vin/2，vdm=v12=vin/2，vcm=3vin/4，因L2=0，vtcm=vin/2。S1关断，S3导通时，v1N=v2N=vin/2，vdm= v12=0，vcm=vin/2，vtcm=vin/2。

在电网电压负半周，S3保持闭合，S4导通时，v1N=0，v2N= vin/2，vdm=v12=-vin/2，vcm=vin/4，因 L2=0，vtcm=vin/2。S4关断，S2导通时，v1N=v2N=vin/2，vdm= v12=0，vcm=vin/2，vtcm=vin/2。

因而，二极管钳位式三电平逆变器的总的共模电压为一常数，其共模电流为零。

4.2 直流分量

在一个电网电流的周期（T）内，对电网电流进行积分可得电网电流的直流分量igdc，当电容器相等时，若在电网周期内点2的电压变化控制为零，那么由式（5）可知

式（6）表明，由于 id的存在，三电平逆变器的输出会产生直流分量。

4.3 电流纹波

仿真结果如图5所示，其仿真参数同半桥逆变器。图5a表明：在电网电压的正半周期，输出电压v12在0和vin/2之间调制，在电网电压的负半周期，输出电压 v12在-vin/2和 0之间调制。图 5b为具有较小纹波的电网电流波形。对比图3b与图5b可以看到：二极管钳位式三电平逆变器输出的电流纹波是半桥逆变器输出电流纹波的一半。

图5 二极管钳位式三电平逆变器v12和并网电流波形Fig.5 Voltage ν12and grid current in a three-level diode-clamped inverter

4.4 逆变器效率

在电网电压的正半周期，相对于fsw=5kHz的调制频率，S2的开关损耗可以忽略。S3由于反向偏置，无电流流过，它的开关损耗为 0。因而，这一阶段的开关损耗主要来源于S1，但由于二极管 VD5的钳位作用，S1的开关电压为 vin/2。同样，在电网电压负半周期，相对于 fsw=5kHz的调制开关频率，S3的开关损耗可以忽略。S2由于反向偏置，无电流流过，它的开关损耗为 0。因而，这一阶段的开关损耗主要来源于S4，但由于二极管VD6的钳位作用，S4的开关电压为 vin/2。因而，较之在整个电网周期开关电压为 vin的半桥逆变器，二极管钳位式三电平逆变器的开关损耗大约降低了一倍。

二极管钳位式三电平逆变器在电网电压的整个周期中，或者是两个开关管同时导通，或者是一个开关管和一个二极管同时导通，因此，该逆变器的导通阻抗较之半桥逆变器的大；然而，由于三电平逆变器的开关电压较之半桥逆变器的降低了一倍，因而可以选择较低额定电压等级的开关管，其饱和导通电压相应降低，从而，二极管钳位式三电平逆变器的导通损耗增加的并不大。

二极管钳位式三电平逆变器的效率要高于半桥逆变器的效率。

5 新型结构的逆变器

所提出的光伏并网逆变器拓扑如图6所示，包含4个开关管（S1～S4），两个二极管（VD5～VD6），四组相等的电容器（C1～C4）。图 7为所提拓扑的驱动信号时序示意图。ug为电网电压，在电网电压的正半周期，S2、S4保持关断，S1一直开通，S3按正弦规律进行高频开关。在电网电压的负半周期，S1、S3保持关断，S2一直开通，S4按正弦规律进行高频开关。

图6 新型逆变器拓扑Fig.6 Topology of the new inverter

图7 驱动信号示意图Fig.7 Schematic of drive signals

5.1 共模电压

在电网电压正半周，S2、S4保持关断。S3导通时，v1N=vin，v2N=vin/2，vdm=v12=vin/2，vcm=3vin/4，因L2=0，vtcm=vin/2。S3关断，S1导通时，v1N=v2N=vin/2，vdm=v12=0，vcm=vin/2，vtcm=vin/2。

在电网电压负半周，S1、S3保持关断，S4导通时，v1N=0，v2N=vin/2，vdm=v12=-vin/2，vcm=vin/4，因L2=0，vtcm=vin/2。S4关断，S2导通时，v1N=v2N=vin/2，vdm=v12=0，vcm=vin/2，vtcm=vin/2。

因而，所提出的逆变器的总的共模电压为一常数，其共模电流为零。

5.2 直流分量

在一个电网电流的周期（T）内，对电网电流进行积分可得电网电流的直流分量igdc为式中，iC1和iC2分别为流经电容器 C1和C2的电流，当电容C1和C2相等时，iC1=iC2；iC3和iC4分别为流经电容器C3和C4的电流，当电容C3和C4相等时，iC3=iC4。若在一个电网周期内节点 2和 3的电压变化控制为零，那么由式（7）可知，新型逆变器对电网电流的直流分量为零。

5.3 电流纹波

仿真结果如图8所示，其仿真参数与半桥逆变器和三电平逆变器的相同。图8a表明：在电网电压的正半周期，输出电压 v12在 0和 vin/2之间调制，在电网电压的负半周期，输出电压 v12在-vin/2和 0之间调制。图8b为具有较小纹波的电网电流波形。对比图8b与图5b和图3b可以看到：新型逆变器输出的电流纹波与二极管钳位式三电平逆变器输出的电流纹波大小相同，是半桥逆变器输出电流纹波的一半。

图8 新型逆变器v12和并网电流波形Fig.8 Voltage v12and grid current in the new inverter

5.4 逆变器效率

在电网电压的正半周期，S1一直开通，因此，其开关损耗为 0。因而，这一阶段的开关损耗主要来源于 S3，其开关电压为 vin/2。同样，在电网电压负半周期，S2一直开通，因此，其开关损耗为 0。因而，这一阶段的开关损耗主要来源于 S4，其开关电压为vin/2。

对比 4.4部分关于二极管钳位式三电平逆变器的开关损耗分析，所提出的新型逆变器的开关损耗不会高于三电平逆变器的开关损耗。

二极管钳位式三电平逆变器在能量传递阶段有两个开关管同时导通，在续流阶段有一个开关管和一个二极管同时导通，这些器件的耐压都是 vin/2。而所提出的新型逆变器在能量传递阶段有一个耐压为vin的开关管导通，在续流阶段有一个耐压为vin/2的开关管和一个耐压为 vin/2的二极管同时导通。因而所提出的新型逆变器的导通损耗与三电平逆变器的导通损耗接近。

总之，所提出的新型逆变器的效率与二极管钳位式三电平逆变器的效率接近。

6 实验结果

本文设计了一台额定功率 2kW 的实验样机以验证所提出的新型逆变器的工作模式。逆变器输入电压800V，开关频率为fsw=20kHz，滤波电感L1为3mH，开关管选用Infineon公司型号FF100R12RT4的 IGBT，其主要参数为：耐压 1 200V，额定电流100A。电网电压vg=220V，频率f=50Hz。

实验测得的输出电压vg、电流ig和共模电压vcm的波形如图 9所示：

图9 新型逆变器并网电压、电流和共模电压波形Fig.9 Output voltage, grid current and common-mode voltage in the new inverter

由上图可知，新型逆变器的共模电压基本不变，从而不产生共模漏电流。

在相同条件下，测得该新结构和半桥结构输出的电流纹波波形如图10所示，半桥逆变器的为2.36A，新结构逆变器为 1.18A。验证了新结构逆变器输出电流纹波大约是半桥逆变器的一半的结论。

图10 新型逆变器和半桥逆变器纹波电流Fig.10 Current ripple in the new inverter and half-bridge inverter

实验测得的新型逆变器和半桥逆变器的效率对比曲线如图11所示。从图中可以看出新结构逆变器的效率高于半桥逆变器，且在输出功率为1kW 左右时该新结构逆变器能达到最大效率。

图11 新型逆变器和半桥逆变器效率曲线Fig.11 Efficiency curves of the new inverter and half-bridge inverter

7 结论

本文提出了一种新型无变压器型单相光伏逆变器。该逆变器不产生共模电流，其拓扑确保对电网不产生直流分量。同时，该逆变器输出的电流纹波与二极管钳位式三电平逆变器输出的电流纹波大小相同，是半桥逆变器输出电流纹波的一半；新型逆变器的效率与二极管钳位式三电平逆变器的效率接近，高于半桥逆变器的效率。所提出的新型逆变器在无变压器型单相光伏系统中具有广阔的应用前景。

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A New High Efficiency Transformerless Single-Phase Photovoltaic Inverter

Yang Xiaoguang Jiang Longbin Feng Junbo Wang Youhua

（Province-Ministry Joint Key Laboratory of Electromagnetic Field and Electrical Apparatus Reliability Hebei University of Technology Tianjin 300130 China）

Single-phase transformerless inverter is widely used in low-power photovoltaic(PV) grid-connected systems due to its small size, high efficiency and low cost. This paper proposes a new topology for transformerless systems, which does not generate common-mode currents, and topologically guarantees that no DC is injected into the grid. In the same condition, the output current ripple of the proposed topology is half that of half bridge inverter, and it almost has the same current ripple level as three-level diode clamped inverter. At the same time, the efficiency of the proposed topology is higher than half bridge inverter, closely to three-level diode clamped inverter. The proposed topology was verified in a prototype.

Photovoltaic(PV) system, transformerless inverter, three-level diode clamped inverter, half-bridge inverter, common-mode current, DC component, current ripple

TM464

杨晓光 男，1971年生，教授，研究方向为光伏发电技术。

2013-10-08 改稿日期 2014-06-04

姜龙斌 男，1988年生，硕士研究生，研究方向为光伏发电技术。