无源无损软开关中压控可变电容的研究

王蓓蓓 郑琼林 张捷频 李 艳

(北京交通大学电气工程学院电力电子研究所 北京 100044)



无源无损软开关中压控可变电容的研究

王蓓蓓 郑琼林 张捷频 李 艳

(北京交通大学电气工程学院电力电子研究所 北京 100044)

在无源无损软开关中采用压控可变电容的方法来进一步减少IGBT的关断损耗，从而缓解其散热压力。该压控可变电容由两个缓冲电容和辅助MOSFET构成，其控制方法简单，可自动实现电容容值的变换。同时，辅助MOSFET由其串联支路上的电容电压和辅助电源控制。在IGBT关断之前，MOSFET由于其控制信号为高电平而处于导通状态，因此当IGBT关断时，可变电容等效为两个电容并联，从而表现为大电容特性，减少其CE两端电压的上升斜率；当MOSFET的控制信号下降到关断阈值时，可变电容表现为小电容特性，从而快速达到IGBT的关断稳态。依据可变电容的理论波形对其工作原理进行详细分析，并对该无源无损软开关回路中额外损耗进行理论计算。最后通过搭建Buck变换器的实验平台对上述理论进行验证。

无源无损软开关 压控可变电容 附加损耗 辅助电源

0 引言

近年来，IGBT在大功率场合得到了广泛关注[1]。但其在开通和关断过程中存在较大损耗，特别是由于拖尾电流的存在，关断损耗在开关损耗中占较大比重，同时，由于线路和器件内部分布电感的存在，其关断时会产生较大的电压尖峰[2]。因此通常在IGBT的CE两端并联吸收电容来抑制电压的上升斜率，特别是近年来所提出的无源无损软开关单元[3-7]，不仅可减少IGBT的开关损耗，同时还可将吸收的这部分能量通过辅助二极管回路传递到负载侧，整个过程中实现无损，提高变换器的效率。

为进一步减少IGBT的关断损耗，该无源无损软开关的吸收电容必须增大，以抑制IGBT关断时电压的上升斜率。但该电容值增加，IGBT的拖尾时间被延长，其关断损耗只能减少到硬开关关断损耗的64%[8]，减少的效果并不理想[9]。同时，该谐振回路中的谐振周期将会随之增加，从而影响变换器的稳态工作，因此提出非线性电容或可变电容的方法来解决上述问题。

图1为文献[10]中提出的带有线性开关电容和非线性关断电容的RCD吸收电路。但图1a所示的线性开关电容需要辅助有源开关管，其控制策略较复杂，而图1b所示的非线性电容无需其余的外围电路，因此在文献中较为常见。

图1 带有可变电容的RCD吸收电路Fig.1 Variable capacitor based RCD snubber

文献[11]通过改变电容内部结构来实现可变电容的功能，但该方法在电力电子领域并不适用。文献[12，13]提出一种可变电容来实现直流电压升压或降压的转换，其辅助开关管被变换器的输入电压或输出电压驱动。然而，该可变电容也是通过改变内部结构来实现的。文献[13]中采用一种电容-电压曲线两步近似线性的方法来分析这种非线性电路。文献[14，15]提出通过一种铁电陶瓷材料的非线性电容来减少IGBT的关断损耗，并提出非线性电容最优体积的设计方法，然而这些非线性电容的特性取决于材料本身，并且其分析方法较复杂。

本文提出在无源无损软开关中采用压控可变电容来进一步减少IGBT的关断损耗，同时不影响变换器的稳态工作。该压控可变电容由两个缓冲电容和一个辅助MOSFET构成，其中该MOSFET受与其串联的电容电压和辅助电源驱动，因此无需额外的控制电路，并且其对应的开关损耗较小。提出了无源无损软开关中压控可变电容的原理图，并对其工作原理进行了详细分析；对该电路中的开关损耗和无源无损软开关电路中的附加损耗进行了理论计算；给出了压控可变电容中辅助电源的简单实现电路；最后搭建了Buck变换器的实验平台，对上述理论进行了实验验证。

1 工作原理分析

图2为压控可变电容无源无损软开关原理图。其中，S、VD、Lf、Cf和R构成Buck变换器的主电路，吸收电容C1、吸收电感L、缓冲电容C2以及辅助二极管VD1、VD2、VD3构成无源无损软开关单元，压控可变电容由C1、C12和辅助MOSFET构成。当MOSFET为耗尽型时，图2中的辅助电源可省略，即MOSFET直接由C12电压来驱动；当MOSFET为增强型时，需要在驱动支路上串联辅助电源提供高电平来控制MOSFET的开通和关断，因此该辅助MOSFET无需额外的控制电路。本文以增强型MOSFET为例进行原理分析以及实验验证。

图2 压控可变电容无源无损软开关原理图Fig.2 Schematic diagram of voltage controlled variable capacitor in the passive lossless snubber

图3为该电路所对应的主要理论波形，为简化分析，需作如下假设：

图3 压控可变电容的主要理论波形Fig.3 Key theoretical waveforms of voltage controlled variable capacitor

1)所有的开关管、二极管以及辅助MOSFET均为理想器件。

2)滤波电感Lf足够大，换向时间较短，因此Buck变换器的负载电流可看成恒定不变，定义为Io。

3)在压控可变电容中，吸收电容C12的值远大于C1。

假设在开关管动作之前，变换器处于关断稳态，由续流二极管VD提供负载电流Io，从而有is=0，vs=Vin，vC1=Vin，id=Io，vd=0，vC2=0，vC12=Vc-Vth-，vq1=Vin-Vc+Vth-，iq1=0。

模态Ⅰ(t0

(1)

当S中电流上升至负载电流Io时，该模态结束。

模态Ⅱ(t1

(2)

式中，iL、vC1(t1)、vC2(t1)分别为该谐振过程电感电流和电容电压的初始值，iL(t1)=Io，vC1(t1)=Vin，vC2(t1)=0；Ceq1为谐振过程并联电容的等效值，Ceq1=C1C2/(C1+C2)，nF；ω1为该谐振过程的角频率，ω1=(LCeq1)-1/2，rad/s；Zr1为该谐振过程的特征阻抗，Zr1=(L/Ceq1)1/2。

当C1电压下降至与C12电压相同时(即Vc-Vth-)，辅助MOSFET的DS两端不再承受反向压降，其反并联二极管开始导通，从而C12参与放电过程，该模态结束。其中Vth-为辅助MOSFET的关断阈值电压，Vc为辅助电源的电压值。

模态Ⅲ(t2

(3)

式中，iL(t2)、vC1(t1)、vC2(t2)分别为该谐振过程中电感电流和电容电压的初始值，vC1(t1)=Vc-Vth-；Ceq2为该谐振过程中并联电容的等效值，Ceq2=(C1+C2)C2/(C1+C2+C12)；ω2为该谐振过程的谐振角频率，ω2=(LCeq2)-1/2；Zr2为该过程的特征阻抗，Zr2=(L/Ceq2)1/2。

当C1和C12的电压下降为零时，此时辅助MOSFET的控制电压为Vc，处于导通状态，该模态过程结束。该过程中主开关管S的CE电压已下降为零，与固定电容无源软开关相比，S的电流波形有轻微增加，但仍向负载传递能量，因此不存在占空比损失。

模态Ⅳ(t3

(4)

式中，iL(t3)、vC1(t3)、vC2(t3)为该谐振过程中电感电流和电容电压的初始值；ω3为该谐振过程的谐振角频率，ω3=(LC2)-1/2；Zr3为该谐振过程的特征阻抗，Zr3=(L/C2)1/2。

当L电流下降为零时，该模态过程结束。

模态Ⅴ(t4

模态Ⅵ(t5

(5)

由于C12远大于C1，因此S两端电压受到极大的抑制。当C12电压上升至Vc-Vth-时，辅助MOSFET的控制电压达到其关断阈值，该模态过程结束。

模态Ⅶ(t6

模态Ⅵ和Ⅶ所持续的时间与固定电容无源软开关相比，增加的时间可表示为ΔT=(Vc-Vth-)(C1+C12)/Io，该时间很短，同时存在于S关断期间，因此无占空比损失。

模态Ⅷ(t7

(6)

式中，iL(t7)、vC1(t7)、vC2(t7)分别为该谐振过程中电感电流和电容电压的初始值，iL(t7)=Io，vC1(t7)=Vin-vC2(t4)，vC2(t7)=vC2(t4)。

当C1电压上升至输入电压Vin时，辅助二极管VD1自动截止，该过程结束。

模态Ⅸ(t8

(7)

式中，iL(t8)、vC2(t8)分别为该谐振过程中电感电流和电容电压的初始值；IL=iL(t8)-Io。

当L电流下降为零时，辅助二极管VD2自动截止，该过程结束。

模态Ⅹ(t9

(8)

式中，vC2(t9)为该模态电容电压的初始值。

当C2电压下降为零时，续流二极管两端不再承受反向压降从而导通，该电路进入到S关断稳态过程，一个周期工作过程分析结束。

图4 各模态等效电路Fig.4 Equivalent circuits

2 损耗分析

在上述工作原理分析中，由于谐振电感和吸收电容的存在，主开关管在开通和关断时，其电流和电压均得到较大抑制，从而可减少主开关管的开关损耗。同时，由于续流二极管电流的下降速度变缓，从而抑制了反向恢复电流的产生。但是，由于无源无损软开关单元中存在辅助二极管，在其导通时会产生附加损耗，因此在损耗分析中需要考虑在内。所有的损耗均可通过式(9)计算得到[16]。

(9)

式中，T为电压和电流产生交叠的时间。

2.1 开关损耗分析

在模态Ⅰ中，当S开通时，CE两端的电压下降取决于IGBT本身的特性，而电流的上升斜率则取决于谐振电感L，因此IGBT开通时的电压和电流可表示为

(10)

式中，tfv为S两端电压下降为零的时间。由式(9)和式(10)便可计算得到S的开通损耗。

在模态Ⅵ中，当S关断时，其电流下降取决于器件本身特性，对于IGBT来说，电流变化分为两个时间过程：快速下降过程和拖尾电流过程，其对应的电流分别表示为

(11)

式中，tfi为S电流快速下降时间；ttail为拖尾电流持续时间；Icm为拖尾电流的最大值。

IGBT的CE两端电压取决于吸收电容C1和C12，假设在拖尾电流降为零时，CE电压刚好上升至MOSFET可关断的阈值，其对应表达式为

(12)

式中，Vs=vs1(tfi)。由式(9)、式(11)和式(12)便可计算得到S的关断损耗。

2.2 附加损耗分析

在无源无损软开关中，当辅助二极管处于导通状态时，由于其存在导通压降，因此会产生额外的附加损耗。表1为辅助二极管所对应的导通模态以及导通电流，辅助二极管导通所持续的时间可将式(1)～式(8)代入Mathcad计算得到，进而依据式(9)得到无源无损支路的附加损耗。

辅助MOSFET在开通之前，其反并联二极管已处于导通状态，因此为ZVS开通；关断时其电压上升斜率受到C1的抑制，因此为准-ZVS关断，从而其开关损耗很小，可忽略不计。当其反并联二极管导通时(如模态Ⅲ)，其导通损耗按照二极管的特性来计算；当其正向导通时(如模态Ⅵ)，其导通损耗按照MOSFET的特性计算。

通过上述计算方式可得出无源无损软开关支路的附加损耗，由于该谐振过程很短，因此辅助支路所附加的损耗要小于主开关管减少的开关损耗，从而整个变换器的效率能得到提高。

表1 辅助二极管所对应的导通模态及导通电流Tab.1 Conduction mode and current of auxiliary diodes

3 辅助电源实现电路

由第二节理论分析可知，在压控可变电容中最好使用耗尽型MOSFET，因为其为常通型器件，直接由C12电压驱动，无需额外的控制，方式较为简单。然而，耗尽型的器件在实际中很少，不易得到，因此需要用增强型器件串联一个辅助电源来模拟耗尽型器件的功能，具体电路如图2所示。为减少实验成本，本文提出一种简单的辅助电源实现电路，如图5所示。该电路由一个电阻R1、电容C13和稳压管VD12构成，其中R1的取值应足够大以保证在S关断初期所有的电流流经C1和C12，因此该电路对于压控可变电容的功能基本没有影响。由于稳压管VD12的存在，C13的电压维持不变，从而可等效为一个恒定的电压源，用图2中的Vc表示，同时该电路的实现过程中无功率损失。

图5 辅助电源简单实现电路原理图Fig.5 Schematic diagram of auxiliary voltage source

4 实验验证

依据图5给定的原理图，搭建Buck变换器的实验平台，分别对硬开关、固定电容无源无损软开关以及压控可变电容无源无损软开关3种情况进行实验测试，所用电路参数如表2所示。

表2 主电路参数Tab.2 Parameters of main circuits

图6～图8分别为硬开关、固定电容无源无损软开关以及压控可变电容无源无损软开关情况下的开关波形。由图中对比可看出，无源无损软开关由于谐振电感和吸收电容的存在，能有效抑制IGBT开通过程中电流的上升斜率和关断过程中电压的上升斜率，从而减少IGBT的开关损耗。特别是压控可变电容无源无损软开关，在IGBT关断过程初期，其CE两端的电压上升缓慢，当辅助MOSFET关断后，CE电压迅速上升至输入电压，从而能更好的减少IGBT的关断损耗，并且不影响变换器的稳态工作。

图6 硬开关情况下的IGBT开关波形Fig.6 The switching waveforms of hard switching

图7 固定电容无源无损软开关情况下的IGBT开关波形Fig.7 The switching waveforms of passive lossless snubber with constant capacitance

图8 压控可变电容无源无损软开关情况下的IGBT开关波形Fig.8 The switching waveforms of passive lossless snubber with voltage controlled variable capacitor

分别对固定电容无源软开关和压控可变电容无源软开关两种情况在不同的功率点进行开关波形测试，并将实验所测得的数据导入到Origin软件中，通过积分运算得到其开关损耗，同时测量变换器的整体效率，所得结果如表3所示。可看出，与固定电容无源无损软开关相比，压控可变电容能极大的减少IGBT的关断损耗，在1 kW时可从硬开关关断损耗的63.4%减少到28%左右。由于压控可变电容在模态Ⅵ结束时，S两端电压值为恒定值(即Vc-Vth-)，而随着输入电压的升高，CE电压所达到的稳态值也随之提高，因此关断损耗减少的效果相对减弱，如表3所示。压控可变电容在S开通期间会轻微增加谐振电感电流的峰值，因此其开通损耗与固定电容无源软开关相比，将会有轻微增加。由于压控可变电容增加了辅助MOSFET的导通损耗以及模态Ⅲ和Ⅵ的时间，因此其效率与固定电容无源软开关的效率相差不大。

表3 压控可变电容无源软开关与固定电容无源软开关的开关损耗对比Tab.3 Comparisons of switching loss between voltage controlled variable capacitor and constant capacitor passive soft-switching

5 结论

通过提出在无源无损软开关中采用压控可变电容来进一步减少IGBT的关断损耗，从而缓解其散热压力。该压控可变电容由两个缓冲电容和一个辅助MOSFET构成，其具有如下优点：

1)极大程度地减少了IGBT的关断损耗，同时不影响变换器的稳态工作。

2)辅助MOSFET由与其串联的电容电压和辅助电源控制，因此无需额外的控制电路。

3)辅助电源可通过简单电阻电容来实现，成本较低。

4)无源无损软开关能够抑制IGBT的开通电流和关断电压，同时避免续流二极管反向恢复电流的产生，从而提高变换器的效率。

通过搭建Buck变换器的实验平台，对硬开关、固定电容无源无损软开关和压控可变电容无源无损软开关3种情况的开关损耗和效率进行测试和对比，验证了该压控可变电容的可行性，其对于减少IGBT等器件的开关损耗具有很大的应用前景。

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Research on Voltage Controlled Variable Capacitor in the Passive Lossless Snubber for Soft-switching Circuits

WangBeibeiZhengQionglinZhangJiepinLiYan

(School of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China)

A voltage controlled variable capacitor in the passive lossless snubber for soft-switching circuits is presented in this paper to further reduce the turn-off loss of IGBT.This voltage controlled variable capacitor consists of two snubber capacitors and an auxiliary MOSFET，which is controlled by the voltage across the snubber capacitor and the auxiliary voltage source.Before IGBT is turned off，the control signal of MOSFET is high and it is turned on automatically.So both two snubber capacitors are connected in parallel with IGBT and the voltage controlled variable capacitor represents large capacitance.Then the voltage across IGBT can be greatly suppressed.When the control signal of MOSFET falls to the turn-off threshold，it is turned off and the voltage controlled variable capacitor represents small capacitance.The working principles and additional loss are analyzed in detail in this paper.At last，the prototype of Buck converter is built to verify these theories.

Passive lossless snubber，voltage controlled variable capacitor，additional loss，auxiliary voltage source

2014-11-06 改稿日期2015-03-05

TM532

王蓓蓓 女，1990年生，硕士研究生，研究方向为电力电子变换及软开关技术。(通信作者)

郑琼林 男，1964年生，教授，博士生导师，研究方向为轨道交通牵引供电与交流传动、高性能低损耗电力电子系统、光伏发电并网与控制和电力有源滤波与电能质量。