基于移相全桥的串联升压式部分功率DC-DC变换器

陈桂鹏 邓 焰 董 洁 崔文峰 何湘宁

(浙江大学电气工程学院 杭州 310027)



基于移相全桥的串联升压式部分功率DC-DC变换器

陈桂鹏 邓 焰 董 洁 崔文峰 何湘宁

(浙江大学电气工程学院 杭州 310027)

首先详细分析基于移相全桥的串联升压式部分功率DC-DC变换器的工作原理和特性，与传统Boost电路相比，该变换器具有开关管和二极管电气应力低、零电压开关以及输入输出电流均连续等优点；其次，对变换器建立小信号模型，由于不存在右半平面零点，因此避免了Boost电路动态响应慢的缺点；最后，通过1.6 kW的原理样机实验验证了理论分析的可靠性。

串联 升压 部分功率 移相全桥

0 引言

随着环境问题的日益加剧和传统能源的短缺，电动汽车的研发和应用得到了迅猛发展[1]。作为电动汽车的重要方向之一，纯电动汽车因其节能、零排放无污染等突出优点而备受关注。为提高电机驱动系统的性能，需为其提供稳定的直流输入高压[2，3]。在非隔离DC-DC变换器中，Boost电路因其结构简单、输入电流纹波小以及具有输入电压调节范围宽等诸多优点，可用于蓄电池与电机驱动系统之间实现升压。然而，在Boost电路中，开关管的硬开关工作以及开关管和二极管的高电压应力不仅严重影响电路效率，而且增加了系统成本。同时，在电流连续模式下，由于其控制-输出电压传递函数存在右半平面零点，因此电路的动态响应慢。针对上述问题，文献[4-8]通过添加辅助电路，实现了Boost电路的软开关，减小了开关损耗。文献[9，10]利用多电平技术不仅降低了开关管和二极管的电压应力，而且减小了滤波电感尺寸。但额外增加的器件不仅增加了系统的成本、体积和控制复杂度，而且系统动态性能也未得到改善。文献[11-13]通过交错并联技术提高了系统容量，并有效减小了输入和输出电流纹波。然而，开关管的硬开关和高电压应力问题并未得到解决，同时还需考虑并联均流问题。

串联升压式部分功率DC-DC变换器如图1所示，DC-DC电路的输出与系统的输入串联实现了升压输出。与传统DC-DC电路处理所有功率不同，由于系统输入直接传递一部分功率到负载，DC-DC电路实际仅提供系统的输出电压和输入电压之差，因此只需处理部分系统功率[14-16]。基于移相全桥的串联升压式部分功率DC-DC变换器如图2所示，移相全桥电路的输入电压为系统的输入电压，而输出电压为系统的输出电压和输入电压之差。该DC-DC变换器不仅保持了移相全桥电路中开关管电压应力低和软开关工作等优点[17]，而且输入输出电流均连续，输出滤波电感小。

图1 串联升压式部分功率DC-DC变换器

图2 基于全桥的串联升压式部分功率DC-DC变换器

本文详细分析了基于移相全桥的串联升压式部分功率DC-DC变换器的工作原理和稳态特性，并与传统Boost电路进行比较。同时，对该串联升压式部分功率变换器建立了小信号模型，它与传统移相全桥的小信号模型相似，因此具有良好的动态性能。最后，通过1.6 kW的原理样机进行实验，验证了变换器在非隔离应用中的良好特性。

1 工作原理

基于移相全桥的串联升压式部分功率变换器如图2所示，变压器的一次侧包含4个开关管S1～S4，二次侧输出经过VD1～VD4组成的全桥整流后，再经过输出电感L和输出电容C滤波，最后与变换器输入V1串联，为负载R提供稳定直流输出电压V2。其中，变压器的漏感为Lr，一、二次侧匝比为n∶1，CS1～CS4分别为开关管S1～S4的寄生电容。

其工作原理与传统移相全桥相似，因此仅作简单介绍。分析工作原理前，作如下假设：①所有开关管、二极管、变压器、电感和电容为理想器件；②开关管的寄生电容CS1=CS2=CS3=CS4=CS。主要工作波形如图3所示，在一个开关周期内共有10个工作阶段[t0～t10]。由于电路的对称性，仅分析了5个工作阶段[t0～t5]，每个阶段的等效电路如图4所示。

图3 主要工作波形

图4 变换器各阶段的等效电路Fig.4 Equivalent circuit of each stage

阶段1[t0～t1]：t0时，开关管S1和S3导通，二极管VD1和VD3导通。在本阶段

(1)

(2)

式中：ip(t)为变压器一次电流；iin1(t)为移相全桥电路的输入电流；iin(t)为系统的输入电流；Io为负载输出电流。

阶段2[t1～t2]：t1时，开关管S1关断，漏感Lr和等效输出滤波电感n2L串联后与CS1和CS2谐振。由于输出滤波电感较大，因此在本阶段，一次电流ip(t)可认为近似不变。

ip(t)≈ip(t1)

(3)

iin(t)=Io+0.5ip(t)≈Io+0.5ip(t1)

(4)

阶段3[t2～t3]：t2时，开关管S2寄生电容的电压下降到0，在本阶段开通S2，则实现了S2的零电压开通。由于S2和S3共同导通，漏感被短路，一次电流近似保持不变。

ip(t)≈ip(t2)

(5)

iin(t)=Io

(6)

阶段4[t3～t4]：t3时，开关管S3关断，漏感Lr与CS3和CS4谐振，由于漏感电流下降，因此二极管VD2和VD4也导通。

ip(t)=ip(t3)cosωr(t-t3)

(7)

iin(t)=Io-0.5ip(t)=Io-0.5ip(t3)cosωr(t-t3)

(8)

阶段5[t4～t5]：t4时，开关管S4寄生电容的电压下降到0，在本阶段开通S4，则S4实现了零电压开通。

(9)

(10)

2 变换器特性

由于将降压移相全桥电路的输出与系统的输入串联以实现升压输出，因此变换器保留了移相全桥的优点，而且避免了传统Boost电路的缺点，同时串联结构还引入了新的良好特性。本节详细分析了其特性，并与Boost电路进行比较。

2.1 电压增益

根据串联结构可知，系统的输出为移相全桥的输出和系统输入之和，即

(11)

考虑二次侧占空比丢失时，式(12)给出有效占空比Deff与占空比D的关系。

(12)

式中：Dloss为占空比丢失；fs为开关频率，Hz。

2.2 部分功率变换和效率

由于系统的输入与输出串联，部分功率由源直接向负载提供，因此移相全桥的输出功率Pcon仅为系统额定功率Po的一部分，如式(13)所示。系统的输入输出电压越接近，移相全桥的实际输出功率越小。当变换器的输入输出电压相等时，全桥电路停止工作，全部功率由源直接向负载传递。

(13)

假设移相全桥电路的效率为ηcon，由于输入直接向负载传递能量的效率可近似为1，因此根据串联结构计算得变换器的效率ηsys为

(14)

2.3 软开关分析

由变换器的工作原理分析可知，变换器的软开关条件与移相全桥的一致，超前臂开关管利用输出电感和漏感能量对开关管寄生电容放电，易实现软开关；而滞后臂开关管的寄生电容只利用漏感能量放电，因此需满足式(15)。

(15)

2.4 开关管和二极管电压应力

式(16)和式(17)分别给出开关管和二极管的关断电压，由于开关管被输入电压钳位，因此其电压应力较低。根据式(11)推导得变压器的匝比如式(18)所示，当V1，min>0.5V2，并忽略占空比丢失时n>1，则二极管的关断电压小于系统输入电压，电压应力低。

Vds=V1

(16)

(17)

(18)

2.5 滤波电感

(19)

(20)

(21)

图5 电感量比较

2.6 与传统Boost电路特性比较

表1为变换器和传统Boost电路的特性比较，变换器的开关管和二极管的电压应力较低，实现了软开关，有效减小了损耗；输入输出电流均连续，滤波器件尺寸小。值得注意的是，虽然Boost电路不需要变压器，但其对电感要求较大。

表1 与传统Boost电路特性比较

3 小信号模型

图6 变换器的小信号模型

3.1 控制-输出电压传递函数Gvd(s)

(22)

3.2 输入电压-输出电压传递函数Gvg(s)

(23)

3.3 开环输出阻抗Zo(s)

(24)

根据第4节的实验参数，分别给出3个传递函数的bode图，如图7所示。结合式(22)和式(24)可知，控制-输出电压传递函数Gvd(s)和开环输出阻抗Zo(s)与对应的移相全桥电路的传递函数完全一致，因此变换器的控制参数设计与传统全桥电路的相同。由于系统输入与输出串联，因此输入电压到输出电压的传递函数与相应的移相全桥电路略有不同，如式(23)所示。由于系统的传递函数不存在右半平面零点，因此变换器的动态响应快，动态性能良好。

图7 变换器传递函数的bode图

4 实验结果

由式(13)可得，当输入电压为280V时，移相全桥电路的最大实际输出功率仅为30%的系统额定功率，因此移相全桥电路的成本低体积小。

图8为输入电压为280V时，开关管S1和S3的驱动电压vgs、漏-源极电压vds以及漏-源电流ids的实验波形。由实验结果可知，开关管S1和S3在门极导通之前，电压vds已下降到0，电流换流到其反并二极管。因此，开关管实现了零电压开通，减小了开关损耗。同时，开关管关断电压等于输入电压，开关管的电压应力降低。由于低电压应力的开关管导通电阻小，因此导通损耗也减小了。

图8 开关管的软开关实验波形

变压器一次电压vab、二次电压vs和一次电流ip波形如图9所示，变换器的工作波形与理论分析一致。由于二次侧二极管的寄生电容会和漏感谐振，因此加入RCD钳位电路抑制其关断电压尖峰。由图10可知，二次侧二极管的最大关断电压为197 V，稳态时关断电压为155 V，因此二极管的电压应力低。

图11为系统输入电流iin、移相全桥输入电流iin1和输出电感电流iL的波形。由于系统输入电流iin为移相全桥输入电流iin1和负载电流Io之和，因此输入电流连续。同时，输出电感电流也为连续，减小了对滤波器的要求。

图9 变压器一次电压、二次电压和一次电流实验波形

图10 变压器二次电压和二极管电压

图11 系统输入、移相全桥输入和输出电感电流

图12为输入电压分别为280 V和320 V时，负载突变时输出电压和电流的实验结果。实验结果表明，由于变换器的传递函数不存在右半平面零点，因此其动态响应快，具有良好的动态性能。

不同输入电压下，变换器与Boost电路的效率测量结果如图13所示。由于大部分功率由源直接向负载传递，变换器中的移相全桥电路仅处理小部分功率，而且其开关管和二极管不仅电压应力低，开关管还实现了软开关，因此变换器的效率高。在轻载下，全桥电路滞后臂开关管无法软开关，效率降低。但在变换器中因为仅部分功率由全桥传递到输出，因此变换器即使在轻载下效率也较高，保证了其在宽负载变化范围的高效率。值得注意的是，虽然在输入电压为280 V时，经全桥电路传递的能量多于320 V输入电压，但由于全桥电路此时效率较高，因此变换器的效率较高。

图12 负载突变时输出电压和输出电流实验波形

图13 效率比较

5 结论

本文研究了基于移相全桥的串联升压式部分功率DC-DC变换器的工作原理，详细分析了其特性，并建立了小信号模型，最后实验验证了其如下优点：

1)开关管和二极管的电压应力低，实现了开关管的软开关，效率高。

2)输入输出电流连续，输出滤波电感小。

3)动态响应快，动态性能良好。

4)全桥电路处理的功率小，成本低。

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Series-connected Step-up Partial Power Processing DC-DC Topology Based on Phase-shifted Full-bridge Converter

ChenGuipengDengYanDongJieCuiWenfengHeXiangning

(College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China)

The operation principles and characteristics of series-connected step-up partial power processing DC-DC topology are analyzed in detail. Compared to the conventional Boost converter，zero-voltage-switching (ZVS)，lower voltage stress of the switches and diodes，and continuous input/output currents are achieved. Moreover，the small-signal model is derived to show the better dynamic performance because it avoids the right-half-plane zero effect of the Boost converter. Finally，a 1.6 kW prototype circuit is built to validate the performance.

Series-connected，step-up，partial power processing，phase-shifted full-bridge

国家自然科学基金(51377144)资助项目。

2014-12-26 改稿日期2015-08-02

TM315

陈桂鹏 男，1990年生，博士研究生，研究方向为DC-DC变换器。(通信作者)

邓 焰 男，1973年生，副教授，硕士生导师，研究方向为DC-DC变换器、微电网系统控制及建模等。