车辆电动助力转向控制系统硬件设计研究

范长胜

（东北林业大学 机电工程学院，黑龙江哈尔滨150040）

目前，车辆类型以四轮式车辆为主，需求量大。电动助力转向（Electric Power Steering，EPS）作为新型转向控制系统，具有节能环保、低成本、安装维修方便等特点，在车辆上的应用越来越普及。电动助力转向系统在车辆的应用研究也是车辆发展过程的必然趋势[1]。在国外，特别是日本和美国，电动助力转向系统在车辆的应用已经有多年的研究，而且有较成熟的车型，EPS 电动助力转向甚至已经成为一些车辆车型的标配，但是在国内车辆电动助力转向系统的研究才刚刚起步。由此可见，在车辆电动助力转向系统的研究方面，国内与国外差距是巨大的。车辆电动助力转向的研究，无论是在车辆技术领域应用，还是在电动助力转向技术领域应用都有着重要意义[2]。

1 EPS系统硬件设计

硬件总体设计主要包括微处理器核心电路、传感器信号采集电路、驱动电路、电源电路等。

在电路设计中，核心控制电路芯片相当于电动助力转向控制系统心脏，因此核心控制芯片的选择对于整个电动转向控制系统运行的稳定性、可靠性以及汽车行车过程中的安全性而言，具有相当重要的作用[3－4]。从众多的8位微理器中，本设计采用了汽车级别的飞思卡尔系列8位微处理器MC9S08，具有较强的抗干扰能力和环境适应性，其工作温度达-40～125℃，同时成本较低。其完成整个系统运行的程序执行、数据运算、故障分析判断等功能，所有的检测信号最终都被送往微处理器进行数据分析、比较，经过控制算法运算，微处理器再把处理结果经过输出端口发送给各个执行机构；传感器信号采集电路完成各检测信号的采集，包括发动机转速信号、点火信号、车速信号、电源信号、扭矩传感器信号、DC 电机电压信号等。DC 助力电机驱动电路是电动助力转向系统的执行机购，由H 桥电路控制驱动DC 电机转动，来实现助力效果。电源电路为整个电动助力转向系统提供电能，包括12 V直流电源和5 V直流电源。电动助力转向系统硬件设计总体结构框图如图1所示。

图1 EPS 硬件设计总体结构

1.1 扭矩传感器传感器信号采集电路设计

扭矩传感器电压信号为两路电压信号，包括主扭矩电压信号和副扭矩电压信号，电压范围为0～5 V，当主扭矩电压信号增大时，副扭矩电压信号将会相应的减小[5-6]。在对主副扭矩传感器电压信号采集时采用了2 路电压信号分别采集的方法，分别采集的目的是为了确定助力电机的正向及反向旋转，当主扭矩传感器电压信号大于副扭矩传感器电压信号时，认为电机正向旋转；当主扭矩传感器电压信号小于副扭矩传感器电压信号时，认为电机反向旋转。为保证采集的信号不在下一级电路中出现信号衰减现象，采用了中间缓冲级的方法，在与下一级电路连接前进行了电压跟随设计，为了使运算放大器在电压跟随过程中的输入和输出电压摆幅等于电源电压值或者非常接近于电源电压值，本设计中采用轨对轨（rail to rail）的运算放大器LMV324S，其工作温度为-40～125℃，符合汽车级温度范围要求。LMV324S是输入与输出轨对轨工作方式的四路运算放大器，可保证输入与输出电压等于或接近于电源电压，而且使输入与输出电压值相等。扭矩传感器电源为5V直流电源，为了降低EPS 控制器的能耗，扭矩传感器电源电路由2个三极管进行控制，即NPN型的Q12和PNP型的Q11。利用的是三极管的开关作用，电路原理图如图2所示，三极管Q12由微处理控制，微处理管脚工作在输出状态，当管脚输出状态为高电平时，三极管Q12基极为高电平，三极管Q12导通，三极管Q12集电极状态变为低电平，三极管Q12集电极低电平状态经过电阻R53 使得三极管Q11的基极为低电平，三极管Q11导通，发射极的高电平5V 经过三极管Q11集电极作用在扭矩传感器电源的正极上，使得扭矩传感器获得5V的电源。

图2 扭矩传感器信号采集电路原理图

1.2 发动机及车速传感器信号采集电路设计

发动机转速传感器信号及车速信号传感器为脉冲信号，为了采集脉冲信号，本设计采用ACMP模块端口，利用输入电压信号与参考电压信号加以比较的方式进行脉冲计数，参考电压电路设计由电阻R46及电阻R47组成，5 V 电压经过串联电阻分压后得到比较器的参考电压；发动机转速传感器信号及车速信号采集电路由电阻R44、二极管D1及电阻R48组成，脉冲信号经过电阻分压后由微处理器采集，电路原理图如图3所示。

图3 发动机转速及车速脉冲信号采集电路

1.3 电机电流采集电路设计

电机电流采集电路原理图如图4所示，对电动助力转向系统助力电机进行电流检测构成PID闭环控制，由于助力电机需要正向及反向旋转，因此助力电流也有正向电流及反向电流，所以在进行助力电机电流检测时需要双向电流检测，本设计中选用的双向电流检测元件增益系数为20V/V，是汽车级芯片，温度范围是-40～125℃。根据设计要求，电动助力转向控制系统的最大助力电流为30A，采样电阻为3mR，双向电流检测元件的参考端口REF1A及REF1B 共同加在单5V 电源VCC 上，在采样电阻检测电压为0 V时，输出端口OUT输出电压为2.5 V。助力电机正向旋转且正向最大助力电流流经采样电阻时，采样电阻两端的压降为电流值30 A 乘以采样电阻阻值3 mR，乘以增益系数20V/V，得到的结果是1.8 V，输出端OUT输出电压为2.5 V 加上1.8 V，得到4.3 V 电压；助力电机反向旋转且反向最大助力电流流经采样电阻时，采样电阻两端的压降为电流值-30 A 乘以采样电阻阻值3mR，再乘以增益系数20V/V，得到的结果是-1.8V，输出端 OUT输出电压为2.5 V 加上-1.8 V，得到0.7V 电压。当助力电流变化范围在-30～30A时，电流检测元件输出电压变化范围为0.7～4.3V。

图4 采样电阻电压信号采集电路原理图

采集到的电压信号最终要经过A/D 模数转换端口输入到微处理器，为保证采集的信号不在下一级A/D 模数转换电路中出现信号衰减现象，采用了中间缓冲级的方法，在与下一级A/D 模数转换电路连接前进行了电压跟随设计，为了使运算放大器在电压跟随过程中的输入和输出电压摆幅等于电源电压值或者非常接近于电源电压值，在此处的设计中仍然采用轨对轨（Rail to Rail）的运算放大器LMV324S，LMV324S是输入与输出轨对轨工作方式的四路运算放大器，在对采样电阻电流采样电压跟随外，同一块芯片还可以用于扭矩传感器主副扭矩电压信号的电压跟随，因此即可保证输入与输出电压等于或接近于电源电压，使输入与输出电压值相等，而且可以减化硬件设计，降低开发成本。

1.4 全桥助力电机驱动电路设计

在电动转向助力系统中，转向助力的最后执行元件是直流电机，直流电机控制方法包括PID控制、最优二次型控制、人工神经网络控制、模糊控制、鲁棒性控制等，高级控制方法对微处理器的要求极高，很难得到精确的数学模型，而且响应速度往往无法得到保证[7-8]。因此在本设中采用的是PID控制方法。在用PID控制方法驱动电机的电路设计中，采用的是PWM 控制输出方式来驱动助力电机，即脉冲宽度调制技术，是一种实现数字输出信号对模拟电路控制的有效方法。通过改变脉冲宽度，也就是改变PWM的占空比，来改变作用于电机上电压时间的长短，进而影响电机转速的变化，占空比大，电机转速高；占空比小，电机转速低。因此对直流电机的驱动方式其实是一种开关量的控制方式，利用对直流助力电机的通断电来实现电机的旋转，通电时间越长，电机转速快，相反电机转速慢。PWM 控制方式对直流电机控制分为2种方式，一种是可逆方式，即电机可实现正反转；另一种是不可逆方式，即电机只能正向旋转或反向旋转。根据本设计的电路要求需要，方向盘可以正向及反向旋转，因此电动助力转向系统的助力电机也要求能够正向及反向旋转。为了实现助力电机的正反向旋转，本设计中采用了全桥直流助力电机驱动电路设计，电路原理图如图5所示。

图5 全桥助力电机驱动电路设计原理图

直流电机驱动方式有全桥及半桥方式，半桥方式的驱动方式使得直流电机只能单向旋转，而本设计电路要求直流电机能够保证正向及反向旋转，因此采用的是全桥直流电机驱动方式，全桥电路采用4个 MOSFET 场效应管 Q1、Q2、Q3、Q4，其作用相当于开关。当直流电机需要正向旋转时，MOSFET场效应管 Q1、Q3导通，Q2、Q4截止，电路由12 V电源、场效应管Q1、直流电机正极、直流电机、直流电机负极、场效应管Q3、GND 构成回路，直流电机正向导通，正向旋转；当直流电机需要反向旋转时，MOSFET 场效应管 Q2、Q4导通，Q1、Q3 截止，电路由12 V 电源、场效应管Q2、直流电机负极、直流电机、直流电机正极、场效应管 Q4、GND 构成回路，直流电机反向导通，反向旋转。根据设计需要，助力电流最大值在30 A，电压为12 V，温度级别能够达到汽车级要求，因此本高中MOSFET 场效应管选择型为IRF3205，最大工作电压55 V，最大工作电流110 A，温度范围是-55～175℃。

在本文中，全桥 MOSFET 驱动器选用的是HIP4082，其最高工作电压可以达到95 V，工作频率最大值为1MHz，PWM 占空比输出能够在0～100%，温度范围是-55～125℃，能够达到汽车级温度范围要求。全桥 MOSFET 驱动器的BHO端、AHO端、ALO端、BLO端为输出端，分别与MOSFET 场效应管 Q1、Q2、Q3、Q4 相连，BHI端、BLI端、AHI端、ALI端为控制输入端，DIS为使能端，当DIS端为高电平时，MOSFET 场效应管 Q1、Q2、Q3、Q4 截止，状态为不工作；当DIS为低电平时，全桥MOSFET 驱动器处于使能状态。BHI端与AHI端连接在一起接到高电平上，PWM输入信号接到ALI端与BLI端上，ALI端上接有反向器，同一PWM 信号输入，ALI端与BLI端上的信号状态相反。当ALI端为高电平，BLI端为低电平时，ALI端为高电平，AHO端为低电平，BLO端为低电平，BHO端为高电平，全桥电路中MOSFET 场效应管Q1、Q3 导通，直流助力电机正向旋转；当ALI端为低电平，BLI端为高电平时，ALI端为低电平，AHO端为高电平，BLO端为高电平，BHO端为低电平，全桥电路中MOSFET 场效应管 Q2、Q4 导通，直流助力电机反向旋转。为保证4个MOSFET 场效应管 Q1、Q2、Q3、Q4 不同时导通，在全桥 MOSFET 驱动器DEL端上接有延时电阻。

2 斜坡响应性能检测分析

大电流增益下斜坡响应能反映出电动助力转向控制系统的线性度和控制能力。本设计的电动助力转向电流斜坡响应见图6。图6中的电流为传感器采集后的输出电压值，经过示波器采集后，直接存储数据表，其中的2.4 V 代表的电流值为0 A，4.2 V 代表的电流值为30 A。扭矩从0 N·m 开始，此时电流为0 A。经过1.5 N·m 死区，电流开始增长，2 s 后扭矩达到上限值，即电流达到30 A，持续2 s后，扭矩负向阶跃，电流直接跳到0 A。从图6中可以看到，电流曲线除由于示波器采集噪声外，曲线没有明显的锯齿和振铃，响应速度快、曲线平滑，过到了设计要求。

图6 车辆EPS 电流斜坡响应

3 阶跃响应性能分析

阶跃响应是对电动助力转向控制器响应能力极限的检验，可以反映出控制器对冲击性负载或突然变化的控制量的响应能力。将斜坡响应中的负向阶跃，单独放大后与扭矩输入信号对比，能反映出系统的响应能力，力矩与电流阶跃响应曲线如图7所示。

图7 车辆EPS 力矩与电流阶跃响应

为了方便对比，将2条曲线分别取绝对值，并进行适当的比例缩放，使其比例近似。图7中，在扭矩传感器相对输出电压大于0.6V时，控制器输出电流达到饱和状态，此时电流为30A。当扭矩相对输出电压小于0.6V时电流开始响应扭矩的变化。通过阶跃曲线可以看出，电流的响应速度非常快，不到3ms就可以跟踪到扭矩的大幅度变化，同时对于扭矩传感器的小幅度波动和震荡又有着极好的平滑作用，减少了手感震动造成的不适。

4 车辆实车测试分析

从图8中可以看出，曲线波动较小，较为平滑，说明电动助力转向系统平顺性较好，方向盘在实际转向时抖动小，无爬行现象；从车速为0 km·h-1的曲线上可以看出，助力电机的最大助力电流约30A，附合设计要求；从曲线中可以看出控制算法是直线型助力方式，确定出最大上限助力电流，在最大助力电流与最小助力电流之间按着不同斜率系数确定输入扭矩与助力电流的数据对应关系。

图8 输入扭矩与助力电机数据曲线

死区区间为[-1.5，1.5]，死区区间过大，转向手感不平滑，因为死区范围内无助力，转向有迟滞感；死区区间过小，转向时方向盘在原点处过于灵活，特别是车辆高速行驶时，方向盘容易跑偏，给驾驶人员增加了疲劳感。

表1为电流电流特性实测数据结果，车速范围包括 0 km·h-1、10 km·h-1、20 km·h-1、40 km·h-1、60 km·h-1、80 km·h-1，右输入扭矩为方向盘正向旋转时的手力输入扭矩值，左输入扭矩为方向盘反向旋转时的手力输入扭矩值，最大电流为设定的车速行驶下助力电机获得的最大工作电流，也是助力电机的最大反馈电流，电流对称性的大小作为检验输入扭矩与助力电机电流数据是否合格的标准，要求对称性|X|大于80。

表1 电流特性结果数据

5 硬件设计电路

硬件设计电路板如图9所示，硬件设计过程中充分考虑了电磁兼容及抗干扰设计，加大了电流走线面积，进行了大面积趟锡处理。

本文中所设计研究的EPS 控制器适用车型重量为1.2 t 左右，助力电机类型为有刷电机，最大助力电流为30 A。实车测试如图10所示。

图9 硬件设计电路板

6 结论

本文中详细研究了电动助力转向控制器的硬件设计原理，对电动助力转向控制器的核心硬件设计电路并进行了分析，在硬件设计时所选用的元件均可达到汽车级温度范围要求，即温度可达-40～125℃。可靠的硬件设计是电动助力转向控制系统稳定运行的前提保障。通过实测数据分析可看出，系统运行平稳，曲线平滑，从测量结果实验数据能看到：测试结果都大于87，测试结果合格，电动助力转向控制器硬件设计达到了设计要求。

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