电子直线加速器串联谐振充电电源的设计与实现

杨京鹤，张立锋，王国宝

(中国原子能科学研究院 核技术应用研究所，北京 102413)

用于电子直线加速器的高压脉冲调制器一般使用工频高压电源结合de-Q电路，利用充电电感为脉冲形成网络(PFN，又称人工线)充电，使PFN获得两倍于高压电源的电压。这种传统的脉冲调制器有结构简明、设计简单等优势，但由于效率低、体积大等原因已不能满足当今高效率、小型化的发展需求。依据线型脉冲调制器的基本原理，即人工线充放电产生高压脉冲这一基本工作过程，使用LC串联谐振充电技术对PFN充电有诸多优势，在国外的大功率线型调制器应用中几乎取代了de-Q电路[1]，是未来该类调制器的发展方向之一。

本工作基于串联谐振充电技术的基本原理，设计并研制1台脉冲调制器样机，并对其性能进行测试。

1 串联谐振充电技术

串联谐振充电技术是一种集高频技术和软开关技术为一体的充电技术，有开关损耗低、电磁干扰小、效率高、体积小等优点，其恒流特性增强了电路的抗短路能力，非常适合用于电容器充电电源。

图1示出LC串联谐振充电技术原理图。图1中，US为直流电压源，D1～D4为带有续流二极管的开关管，充电脉冲变压器T1原边串接有谐振电感L和谐振电容C，副边通过整流桥接入PFN电容。

图1 LC串联谐振充电技术原理图

图1所示电路工作时，开关管D1、D4为A组，开关动作和导通时间由触发信号DS1控制；D2、D3为B组，由触发信号DS2控制。触发信号与谐振电流的时序关系示于图2。1组开关管(如A组)导通时，US与T1原边形成电气回路。由于L和C的存在，使T1原边电流(下称谐振电流)存在正弦振荡，振荡周期TR由L和C决定。谐振电流经TR/2后经过零点，此时使开关管关断。随后因谐振电容储有电荷，在开关管关断后通过相应的续流二极管完成另外TR/2的谐振，完成谐振时电流又一次过零点，这时另1组(如B组)开关管导通。这样A、B组依次导通，间隔时间为TR，可使开关管在开通和关断时均处于零电流状态，实现软开关工作。

图2 开关管触发及谐振电流波形

根据计算[2]，每经过1个谐振周期，PFN上的电压增量相等，表明该充电技术具有恒流充电特性。在充电过程中，由于PFN电压不断增加，令谐振回路的初始条件不断变化，使开关管导通状态下的谐振电流峰值(即导通电流峰值)不断增加，而开关管关断状态下的谐振电流峰值(即续流电流峰值)不断减小。当续流电流峰值减小至零时，恒流充电特性被破坏，随后导通电流迅速减小，继而停止充电。

图3示出使用仿真软件Saber[3]得到的仿真波形。仿真电路的参数设计如下：US=500 V，C=0.76 μF，L=20 μH，谐振频率fR=40 kHz(TR=25 μs)，充电脉冲变压器变比n1=52，人工线电容CPFN=84 nF。

图3 谐振电流包络及人工线电压仿真波形

2 参数计算及选型

将本工作设计的充电电源对1组电容为84 nF的链型人工线充电，额定充电电压为23 kV，重复频率为0～250 Hz，可调，充电精度优于0.5%。

在确定充电电源的参数时考虑裕量，故设计电压定为UPFN=26 kV。三相交流电全波整流后直流电压约为US=500 V，故充电脉冲变压器T1的变比为n1=UPFN/US=52。

充电重复频率最高为250 Hz，故充电周期最小为T=4 ms，可取充电时间Tc=3 ms。从放电结束到充电开始设置500 μs的等待时间，以使氢闸流管完全消电离，避免充放电直通。

全桥变换器使用IGBT作为开关管，谐振频率f0=40 kHz，每组IGBT的工作频率为20 kHz。

PFN充电电流的平均值为Icav=ΔQ/Δt=CPFNUPFN/Tc=0.64 A。

充电脉冲变压器初级电流的平均值为I1cav=29.44 A。

开关管的峰值电流为I1=92.48 A(按正弦波计算)。

谐振阻抗为ρ=US/I1=5.4 Ω。

实际使用时，开关管选择1 200 V/200 A的IGBT，驱动电路使用驱动芯片2SD106，同时设计了过流复位和欠压保护等保护电路。为提高谐振电容的电流承载能力，选择14只0.22 μF的高频电容，每7只电容并联后再串联，使用PCB板将其连接并固定，实测电容为0.76 μF。因谐振电感量需考虑充电脉冲变压器T1的初级漏感，故在设计时直接将该变压器初级漏感设计为20 μH，这样可省去谐振电感元件。但为达到实验目的，同时考虑到充电脉冲变压器的一致性，也设计了谐振电感：使用两块E型铁氧体磁芯，中间绕有漆包线。调节铁氧体间的空隙可使电感量变化，便于调整谐振参数。

控制电路设计中，以PWM芯片TL494为核心，在外围电路设置了时序延时、过压保护、温度保护和IGBT过流保护等，确保安全稳定运行。工作时对人工线电压采样，达到所需电压后给出信号，停止充电，实现闭环控制。

3 测试结果

根据以上参数设计并制造了1台脉冲调制器样机，使用Tek DPO 2024数字示波器对样机的谐振电流波形进行测量(图4)，对谐振电流和谐振电流包络线及人工线电压进行了监测(图5)。由图4可见，IGBT实现了零电流开关，与LC谐振电路时序配合正确。由图5可见，谐振电流及人工线电压波形与仿真波形基本一致，符合LC串联谐振充电特点。经计算，最终充电电压满足要求，稳定度好于0.5%。

图4 谐振电流波形

4 提高稳定度的技术方案

在串联谐振充电技术中，充电稳定度与谐振周期个数直接相关[4]：若谐振周期数为n，在恒流状态下充电停止时的稳定度为1/n。而恒流充电状态打破后，由于每个谐振周期内人工线的电压增量减小，因此，恒流状态打破后充电电压达到额定值，有助于提高充电稳定度，但对充电电压在一定范围内可调的充电电源，这种提高稳定度的方法不适用。

对于充电电压在一定范围内可调的充电电源，可采用以下方案提高稳定度。

1) 在充电电压接近额定电压时，降低充电速度

通过取样电压反馈，在充电电压接近额定电压时，减小开关管的导通时间，从而降低充电速度，进而降低每个谐振周期内人工线上的电压增量，可有效提高稳定度。这种方案设计简单，实现方便，缺点是在充电速度降低后，开关管处于硬开关状态，会产生一定的开关损耗，设计时需考虑。

2) 设计充电脉冲变压器分布电容，产生串并联谐振[5]

设计充电脉冲变压器时，有分布电容和漏感等参数。漏感需计入谐振电感，分布电容达到一定值时会使串联谐振变为串并联谐振，令恒流充电产生畸变，将恒流充电分为充电速度先快后慢的两部分(图6)。这种畸变的优势在于无需减小开关管的导通时间就可使后期的充电速度降低，提高充电稳定度的同时避免产生开关损耗。但也会产生相应的问题，如须增大谐振电容以减小特征阻抗，以此增大充电电流，弥补后期充电速度降低引起的充电功率不足的问题，这也使得谐振频率有所降低。

图6 利用分布电容的谐振电流和人工线电压波形

5 结束语

脉冲调制器样机在调试时分别测试了两种改善稳定度的方式，实验证明这两种方式均可达到稳定度好于0.5%的指标。在功率不是很大、开关损耗可接受的条件下，由于减小导通时间的电路逻辑较易实现，故可采用减小导通时间的方案；若充电脉冲变压器分布电容较大，可适当增大谐振电容，降低谐振频率，保证充电稳定度。

实践表明，该充电电源设计方案可行，工作安全稳定，运行参数满足要求，可供相关领域的科研技术人员参考。

参考文献：

[1] 魏智. 发射机高压脉冲调制器的设计与实践[M]. 北京：电子工业出版社，2009：388-399.

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FAN Qing, WANG Bangjin, SHANG Lei. Analysis for the resonant invert charging technique of line-type modulator[J]. Modern Electronics, 1998(1): 36-42(in Chinese).

[3] POLLOCK H, FLOWER J O. Design, simulation and testing of a series resonant converter for pulsed load applications[C]∥Fifth International Conference on Power Electronics and Variable-speed Drives. UK: IEE, 1994: 256-261.

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SU Jiancang, WANG Limin, DING Yongzhong, et al. Analysis and design of series resonant charging power supply[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2004, 16(12): 1 611-1 614(in Chinese).

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