复合网络抑制变压器副边整流桥振荡电压尖峰的研究

汪中勇，刘晓东，方炜

(安徽工业大学电力电子与电力传动重点实验室，安徽马鞍山243002)

复合网络抑制变压器副边整流桥振荡电压尖峰的研究

汪中勇，刘晓东，方炜

(安徽工业大学电力电子与电力传动重点实验室，安徽马鞍山243002)

鉴于电动车充电电源移相全桥主电路拓扑的特点，在考虑变压器漏感、原边外加谐振电感和二极管寄生参数的基础上，建立了变压器二次侧整流桥换流时的等效模型，依据该模型分析了变换器输出整流桥寄生振荡产生尖峰电压的机理，讨论了各参数对寄生振荡的影响规律。然后针对二次侧寄生振荡产生的原因，采取了副边加缓冲电路以及原边加箝位电路的复合网络设计方法来抑制电压尖峰，并对比了常用策略，分析了该复合网络的优越性。Matlab仿真和硬件电路实验结果表明，在所设计的18kW移相全桥ZVS变换器中采用的复合型优化缓冲电路，可有效抑制输出整流桥上的振荡尖峰电压，符合大功率充电电源高可靠性的要求。

电动车充电电源;寄生参数;振荡;电压尖峰;缓冲电路

1 引言

电动汽车以其能源丰富、“零污染”等特点得到极大的关注，相应大功率充电机设计的相关技术被广泛研究［1］。大电流关断过程中，关断的二极管由于较大的反向恢复电流，在谐振回路中产生很大的瞬时电流，给关断的二极管两端造成很高的尖峰电压［2］，提高了二极管的电压定额和安全工作区要求，且二极管本身的结电容与外部电感等引起的寄生振荡也会出现危险的尖峰电压，这种振荡现象所导致的电压过冲如果不加以抑制，会使得二极管上的电压应力增加，严重时，将使二极管击穿。

对于电动车充电机这种以移相全桥软开关为主电路拓扑(如图1所示)的应用场合，需要在变压器原边串联谐振电感，使其与开关管并联电容谐振充放电实现软开关［3］。这就使得变压器副边整流桥换流时所产生的电压过冲不仅包括变压器漏感与二极管结电容的作用，还包括原边外加的谐振电感与结电容所产生振荡的影响。

图1 充电机主电路拓扑Fig.1Main circuit topology of charger

为保证器件安全稳定工作，抑制电压尖峰，一方面可以从主电路拓扑改进上着手。另一方面，可以在一个给定的电力电子器件功率损耗水平下，增加辅助缓冲电路以提高器件处理的功率，保证充电机整体的可靠性［4，5］。文献［6］提出了一种副边采用倍压整流模式的移相全桥电路，由于少了输出滤波电感，使得二次侧整流桥电压箝位在输出电压从而抑制了电压尖峰。不过这也间接导致原边电流增大，不适合大功率充电机这种高压大电流场合。目前研究大功率变换器缓冲电路的设计中，文献［7］利用辅助开关来进行能量转移，这种适用于升压变流器的有源无损缓冲电路高效可靠，但是增加了电路控制的复杂性。文献［8，9］对移相全桥电路中该尖峰作了分析，但仅从变压器漏感与寄生电容这一方面的振荡着手，对缓冲电路的设计进行分析，未考虑原边谐振电感的的影响。文献［10，11］则主要对原边外加谐振电感与结电容的振荡尖峰进行分析与解决，忽略了变压器漏感的影响。

为此，本文在考虑实际元器件寄生参数的基础上，综合电动车充电电源移相全桥主电路拓扑的特点，建立了变压器副边整流桥换流时的等效模型，分析了模型中各参数对寄生振荡的影响规律，设计了面向电动车充电电源的复合网络缓冲电路，旨在通过从振荡电压尖峰产生的根本原因上综合抑制这种不利的电压过冲，并给出相应的仿真和实验说明。

2 副边整流桥工作过程分析及等效模型建立

为了抑制变压器副边整流桥的振荡电压过冲影响，需要对此电压尖峰产生的原因进行分析研究并采取相应的措施。以图2所示高频隔离变压器次级全桥整流电路为例进行分析。其中，将变压器的漏感Lk加入电路进行分析。另外，由于整流二极管为高频硬开关，需要考虑二极管在截止时存在的反向恢复过程及其并联寄生电容CT。

图2 变压器次级输出全桥整流电路模型Fig.2Output FB rectifier model after transformer

变压器副边的电压尖峰产生于二极管关断时刻的寄生振荡，此处通过变压器二次侧电压由0变为U2(副边电压峰值)时二极管换流情况来分析次级的寄生振荡。这个时段中，D1和D4继续导通，而D2和D3关断，将变压器原边谐振电感Lr折算等效到副边与漏感Lk合并，总电感记为Le，等效模型如图3 (a)所示。将该电路中相同元素简化合并，对D2和D3的寄生电容CT等效折算并与输出LC滤波器并联，总电容记为C0;假设电路负载恒定，将输出滤波器与负载等效为一个恒流源，设电流幅值为I，得到图3(b)所示的简化等效模型。

图3 D2和D3换流时变压器副边等效模型Fig.3Equivalent model of transformer secondary winding during commutation of D2and D3

由二极管动态特性可知，当其两端电压由正变负时，原处于导通状态的二极管并不能立即关断，而是需经过一段短暂的时间才能获得反向阻断能力，在此期间，电流先减小，到零后反向增大，以清除PN结两侧的存储电荷。当电荷清完后，二极管反向电流达到最大值IRM，设此时二极管等效电阻为Roff，便可得到图3(c)所示等效模型。在此过程中，CT上的电压始终为零，即C0上的电压uC始终为零。随后，二极管反向电流开始减小，uC开始上升。将器件数目进行简化，令R0=Roff/2，则图3(c)等效模型可进一步简化为图3(d)所示的最简等效模型。由最简等效模型可以得到以下微分方程:

将式(2)代入式(1)可得:

式中，iLe(0)=2IRM+I;uC(0)=0。

求解该二阶常系数非齐次线性微分方程可得:

式中

二极管尖峰电压

振荡频率

从而得出

由上述分析和求解过程可以看出，器件本身各寄生参数的大小和外界的工作条件都会影响最终所求的解，也就是影响变压器次级二极管的寄生振荡，改变电压尖峰。具体分析结果如下:

(1)如果降低变压器漏感Lk，那么等效总电感Le会减小，由式(6)看出相应的ω会增大，从而UA减小。

(2)如果二极管的寄生电容CT较大，也就是C0增大，由式(7)得α/ω降低，那么UA减小。

(3)如果负载对象输出电压要求较高，则变压器二次侧电压U2相应很大，由式(5)可知UA也会增大，所以二极管在高电压下关断会增大变压器副边电压尖峰，这样是很不利的。

(4)如果二极管反向恢复时间trr增加，则IRM提高，会使得UA变大。另外，输出电流越大，也会导致trr变大，从而使UA增大，所以二极管在大电流下关断也是很不利的。

结合以上分析明显可以看出，高压大电流情况下振荡现象尤为剧烈，电压尖峰值较大。针对电动汽车充电机这种要求输出功率大、工作效率高的场合必须采取抑制措施。

3 复合网络抑制振荡电压尖峰策略分析

针对变压器二次侧整流桥的寄生振荡所引起的电压尖峰的原因，笔者采取了复合型网络抑制措施，包括变压器副边的缓冲电路以及原边的箝位电路两部分设计，分别针对变压器漏感与二极管结电容以及原边谐振电感与二极管结电容振荡电压过冲。

3.1 变压器副边缓冲电路设计

由上述分析可看出，通过优化二极管选型等措施可以抑制寄生振荡，降低电压尖峰。但这些措施有一定的局限性(寄生参数不可能无限减小)，而且抑制效果不一定能满足实际需求。所以，对于大功率电动汽车充电机这种要求较高的应用需要结合外加的抑制电路来进一步减弱寄生振荡。

目前各种类型的缓冲电路中，有源缓冲电路需要开关管及其驱动、控制电路，增加了电路的复杂性和成本，降低了电源的可靠性;无源无损缓冲电路振荡的抑制效果取决于电容的容量，大功率场合较大的电容容量会导致变压器初级的电流过冲，从而对初级开关管产生很大冲击。所以本文主要针对无源有损的RC/RCD缓冲电路进行讨论。RC/RCD缓冲电路结构简单，设计和安装也比较方便，一个设计优良的RC/RCD缓冲电路同样能收到预期的效果。

结合图3中的最简模型与式(5)所对应的电压尖峰参考方程可知，降低尖峰最简单的方法就是通过外加电路减小总等效电感Le、电阻R0或者增大电容C0。可采取的接线方式如图4所示，给出了三种设计方案。图5是三种方案在换流时的初始等效模型。

图4 二极管尖峰抑制缓冲电路Fig.4Spike inhibition snubber circuits of diode

方案a中，并联RC的数目较其他方案更多，故R0减小和C0增大的程度更大，抑制的效果也会更明显。不过带来的负面影响是电阻上产生的功率损耗也会相应增多。

方案b和方案c的工作过程中，C1的电压刚开始为Vo，当变压器副边母线电压大于Vo时，D开通，C1连同二极管结电容与变压器漏感参与谐振，减小副边电压尖峰。而C1远远大于结电容，因此副边电压尖峰不会太大。当谐振结束时，C1电压稳定在U2。当副边母线电压为0时，D关断，C1通过R1将能量释放，使C1两端电压重新变为Vo。

图5 各方案换流时初始等效模型Fig.5Initial commutation equivalent model of each plan

方案b、c的区别之处在于电阻R1所消耗的能量，方案b中能量实际上是U2与Vo差值所对应的能量，而方案c则是整流二极管尖峰电压所存储的能量，它的数值非常小，因此三种方案中，方案c电阻损耗理论上来说是最小的。

另外，在阻容元件的取值上，R1与C1的乘积不可过大，需要折中考虑，工程上时间常数一般取整流二极管开通时间的1/3，以便能够在关断时刻较快地将C1能量通过R1释放。

3.2 变压器原边箝位电路设计

3.1 节介绍的吸收电路都是针对变压器副边漏感与二极管寄生电容在二极管反向恢复时产生的电压振荡进行吸收抑制。然而对于ZVS全桥变换器来说，电压振荡另一方面是由于原边存在较大的外加谐振电感，储存了较多的能量所致。如果在换流过程中抑制Lr(变压器原边外加谐振电感)与Cr(二极管等效结电容)的谐振，也能大幅度减小电压尖峰。

最简单实用的方法可以通过在变压器原边增加辅助电路，使它能够在换流时将电感Lr中的能量转移到输入端或负载端，从而有效地抑制二极管关断时电感Lr参与谐振。

在变压器原边增加辅助箝位电路，如图6所示，变压器和电感之间用两个二极管分别引至母线的正负端，主要有接在滞后桥臂和超前桥臂两大类。当二极管反向电压由于振荡过冲超过原边电压在副边的折合值时，导通箝位二极管，将副边的振荡能量返回原边电源，当谐振电压较小时，箝位二极管关断。

图6 变压器原边加箝位电路Fig.6Clamping circuits before transformer

以变压器不向负载端传递能量这一时段为例，对上述两种方法进行分析。在此时段中，两种接法变压器原边电流(激磁电流和副边等效到原边的电流总和)的续流回路均为:D3－T－Lr－Q4－D3，区别只在于影响能量衰减速率的谐振电感的放电回路(假设初始放电电流均为I0)。

(1)如果辅助箝位电路接在滞后桥臂上(如图6 (a)所示)，那么谐振电感自身存储能量循环回路为D6－Lr－Q4－D6，等效回路如图7(a)所示。将二极管和开关管等效电阻合计为Reff(该值相当小)，则有:

(2)如果箝位电路接在超前桥臂上(如图6(b)所示)时，此时谐振电感能量循环回路为D5－Ui－D3－Lr－D5，等效回路如图7(b)所示。为简化比较，将两个二极管的等效内阻同样记为Reff，故可得下式:

即:

显然，方案a中回路不会引起能量的快速衰减，流过Lr的电流下降率很小;而方案b中电感电流下降率很快，约等于ui/Lr，在很短的时间内Lr中能量得到释放。为了提高箝位电路的效率，应当尽量减少箝位二极管的导通时间。所以，方案b箝位电路具有更高的效率。

图7 谐振电感放电回路Fig.7Discharge circuit of resonant inductance

在其他时刻箝位二极管也有短暂的导通过程，可能会流过很小的正向或反向电流。这主要是因为二极管自己的反向恢复特性造成的，此处不再讨论，设计时可以选择快恢复二极管。

4 仿真和实验结果分析

综合以上方案的论述，在Matlab/Simulink平台上搭建了相应的仿真模型。鉴于原边的箝位电路方案效果差别很明显，仿真分析主要针对副边的三种缓冲电路方案进行，其中直流输入母线电压为700V，变压器变比为5∶6。

仿真结果如图8所示。从仿真可以看出，对比无任何缓冲电路的二极管电压波形，这三种缓冲方案都可以很好地抑制副边振荡，使二极管电压尖峰得到限制。

虽然方案a的尖峰抑制效果较好，但对应的元件数目和高损耗导致低效率，因此不可取。方案b的效果与方案c基本相同，不过该方案的参数匹配需考虑滤波电感参数的影响，设计较复杂。

根据等效模型分析，再配合仿真实验设计，考察副边二极管电压尖峰、电容电压及电阻功耗等，工程实践中，在尖峰满足器件额定电压条件下应尽量选择综合性能较好的方案c。

为了验证上述分析，设计了输入电压700V，输出功率18kW，最大输出电压600V的移相全桥ZVS变换器。其中，二极管为IXYS的DESI30-12A快恢复二极管，原边谐振电感为300μH。通过观测变压器副边电压确定振荡尖峰大小，相关的实验波形如图9所示。

如果整个系统中不加入任何的尖峰抑制电路，变压器副边的电压波形如图9(a)所示，当电压有效值为500V时，电压尖峰值超过有效值一倍多，难以在保证不击穿1200V二极管情况下完成600V的输出电压，而且振荡非常剧烈。

图8 副边二极管电压仿真波形Fig.8Simulation voltage waveforms of diode after transformer

为有效减小变压器副边的振荡，在变压器原边增加二极管箝位电路及时释放掉原边外加谐振电感中的能量，变压器副边波形如图9(b)所示，振荡显著减弱，但是振荡尖峰依然很大。

另外，整个系统中如果采用只在副边加缓冲电路的方案，变压器副边的振荡情况也可以明显减弱，实验观测到虽然能够减小电压尖峰值，但裕量也不是很大，显然安全性不够，具体波形如图9(c)所示。

为了进一步减小变压器副边的电压尖峰值，试验结合原边加箝位以及副边加缓冲电路的复合网络的抑制措施，发现实验效果更佳。如图9(d)所示，当变压器副边电压有效值达到500V时，尖峰值才将近650V，拥有足够的安全裕量，满足大功率电动汽车充电电源高可靠性的要求。

图9 变压器副边电压波形Fig.9Voltage waveforms of transformer’s secondary winding

5 结论

仿真和实验结果表明，在考虑变压器漏感与原边谐振电感基础上，采用结合原边二极管箝位以及副边并联RCD缓冲电路的复合网络优化设计方法能够有效可靠地减小变压器副边的振荡电压尖峰，在满足给定电力电子功率损耗水平以及器件额定电压的同时提高变换器的处理功率，符合大功率电动汽车充电电源高可靠性的要求。

［1］Jingxin Li，Liyong Niu，Minming Gong，et al.An approach to improve efficiency of EV batteries charger under light load［A］.2010 2nd IEEE International Symposium on Power Electronics for Distributed Generation Systems (PEDG)［C］.2010.66-69.

［2］陈坚，康勇(Chen Jian，Kang Yong).电力电子学——电力电子变换和控制技术(Power electronicspower electronic transformation and control technology)［M］.北京:高等教育出版社(Beijing:Higher Education Press)，2011.

［3］阮新波，严仰光(Ruan Xinbo，Yan Yangguang).直流开关电源的软开关技术(Soft switching technology in DC/DC power supply)［M］.北京:科学出版社(Beijing:Science Press)，2000.

［4］Rocha J，Santos M，Santos G，et al.Limiting internal supply voltage spikes in DC-DC converters［A］.IEEE International Symposium on Industrial Electronics［C］.2009.1060-1065.

［5］Kadoi Shinsuke，Yushi Miura，Toshifumi Ise.A novel soft-switching inverter for high power application with simple control［A］.IEEE 7th International Power Electronics and Motion Control Conference［C］.2012.586-593.

［6］Woo-Jin Lee，Chong-Eun Kim，Sang-Kyoo Han，et al.A new high efficiency phase shifted full bridge converter for sustaining power module of plasma display panel［A］.IEEE 36thPowerElectronicsSpecialistsConference［C］.2005.2630-2634.

［7］周令琛，阎国强(Zhou Lingchen，Yan Guoqiang).一种带有软开关缓冲电路的变流器(Converter with soft-switching snubber)［J］.电力系统及其自动化学报(Proceedings of the CSU-EPSA)，2007，19(5):52-57.

［8］刘申月，王书强，王立伟，等(Liu Shenyue，Wang Shuqiang，Wang Liwei，et al.).DC/DC变换器输出整流桥寄生振荡机理分析与抑制(Analysis and control of parasitic oscillation of the output rectifier bridge in DC/ DC converter)［J］.电力电子技术(Power Electronics)，2009，43(10):83-85.

［9］陈以明，龚春英(Chen Yiming，Gong Chunying).大功率双管正激变换器次级吸收电路的研究(Research on secondary snubber circuit of high power two-transistor forward converter)［J］.电力电子技术(Power Electronics)，2010，44(3):20-24.

(，cont.on p.47)(，cont.from p.24)

［10］梁志刚(Liang Zhigang).基于DSP的移相全桥DC/ DC变换器相关问题研究(Research on phase-shift FB DC/DC converter based on DSP)［D］.杭州:浙江大学(Hangzhou:Zhejiang University)，2006.

［11］周习祥(Zhou Xixiang).移相控制PWM全桥软开关DC/DC变换器的设计与开发(Design and development of phase-shift FB soft-switching converter based on PWM control)［D］.长沙:湖南师范大学(Changsha:Hunan Normal University)，2008.

Research of composite network to suppress oscillation voltage spike in transformer’s secondary rectifier bridge

WANG Zhong-yong，LIU Xiao-dong，FANG Wei
(Key Lab of Power Electronics＆Motion Control，Anhui University of Technology，Ma’anshan 243002，China)

Taking transformer leakage inductance，extra oscillation inductance and parasitic parameters of diodes into account，an equivalent model of rectifier bridge current commutation after secondary winding of the transformer has been built combining with the characteristics of phase-shift full-bridge circuit of EV charger.Then mechanism of the parasitic oscillation and influences by different parameters has been analyzed.Aiming at the parasitic oscillation，composite network of snubber circuits has been designed to depress the voltage spike，in which buffer circuit after secondary winding and clamping circuit before primary winding has been adopted.In contrast to common strategies，superiority of the method has been discussed.The simulation on Matlab and hardware experiment have proved that the designed 18kW phase-shift FB converter with the composite network snubber circuits can decrease the voltage spike efficiently，meeting the demands of high stability for high power EV charger.

EV charger;parasitic parameter;oscillation;voltage spike;buffer circuit

TM46

A

1003-3076(2014)09-0019-06

2013-03-28

国家自然科学基金资助项目(51207001)、国家外专局引智项目(W20123400001)

汪中勇(1988-)，男，安徽籍，硕士研究生，研究方向为电力电子功率变换器;刘晓东(1971-)，男，吉林籍，教授，博士，研究方向为电力电子电路拓扑、功率变换器等(通信作者)。