基于滞环控制的储能变流器分析与设计

宋丽，赵兴勇

（山西大学工程学院，太原 030013）

我国当前电网运营面临着最高用电负荷持续增加、间歇式能源接入占比扩大、调峰手段有限等诸多挑战，这些都严重危及我国电网的安全稳定运行。采用大规模电力储能技术，不但可以实现电力的“削峰填谷”，有效改善电力的供需矛盾，提高发电设备的利用率，还可以提高电网安全和稳定性、改善供电质量，并能促进可再生能源的利用和发展[1]。变流器是储能系统中的一个重要环节，而变流器控制系统在整个储能系统中充当“大脑”的作用。变流器控制系统直接关系着整个储能系统的精确性、可靠性及相应速度，因此研究变流器的控制器有重要的意义。

1 变流器的总体结构

储能变流器主要由隔离变压器，输入滤波电路，有源整流电路，输出滤波电路，控制电路，电压、电流的检测等几部分组成。

如图1所示，储能变流器由AC/DC变流模块、DC/DC变流模块、控制系统等几个部分组成。AC/DC变流模块和DC/DC变流模块均采用IGBT作为功率开关管，具有较高的效率和可靠性。IGBT模块是功率变换主要载体，主要包括IGBT主电路、驱动电路、保护电路、部分传感器、缓冲电路、电容吸收电路等部件。

图1 变流器基本拓扑电路框图Fig.1 Basic topology of the converter circuit

2 变流器控制电路DC/DC部分设计

如图2所示，本文设计的主电路是采用升压型（Boost）电路和降压型（Buck）电路反并联而成的拓扑结构，实现双向DC/DC变换功能[2-3]。双向DC/DC变换器的同一桥臂上的2个功率开关不同时开通，当工作在降压状态时，上管导通，下管截止；当工作在升压状态时，下管导通，上管截止。工作时，始终检测电池的电压和电流，当检测到电池电压过低，需要充电时，电路工作在Buck方向，从电网侧吸收能量；当检测到电池电压过高，需要放电时，电路工作在Boost方向，通过逆变电路向电网侧回馈能量。

图2 DC/DC总体结构图Fig.2 Whole structure chart of DC/DC

2.1 控制策略

控制电路包括AC/DC、DC/DC两个的控制系统，本文只探讨DC/DC控制电路部分。目前虽然变流器的很多控制电路都已经数字集成化，但由于数字电路主要受限于采样速率及处理器频率等因素的影响，其响应速度较模拟电路慢。本文采用了PI双环控制并结合滞环PWM发生电路，搭建了DC/DC模拟控制电路，总体的控制流程如图3所示。

图3 DC/DC部分总控制策略框图Fig.3 The block diagram of the total control strategy for the DC/DC part

控制系统是一个电压电流双闭环的结构，其中外环是电压控制环，采样得到的输出电压与电压给定值相减，根据电压误差信号进行电压环PI运算，输出得到电感电流的给定信号；内环是电流控制环，采样得到的电感电流与电感电流给定值相减，根据电流误差信号进行电流环PI运算，实际直流侧的电流值与PI运算产生的基准值通过滞环控制来决定各功率开关的时序。本设计还可以实现电池的恒压充电模式与恒流充电模式的切换，这一功能是通过PI双环框图中的模拟开关来完成的。当开关选通电压外环输出信号时，此时是电压电流双环，可以进行恒压充放电；当开关选通电流给定信号时，此时是一个电流环，可以进行恒流充放电。

本设计中，变换器主回路IGBT开关元件驱动所需要的PWM波形，采用的是滞环比较电流控制法[4-5]。由图3可知，控制信号经过PI双环调节后，用一个限幅电路把信号约束在可以满足下一环节输入限制的范围内。滞环控制中上下环宽的限定，是由迟滞计算与限幅电路输出的2个信号进行加减运算得到的，由于这2个信号是可变的，所以最后运算出的上下环宽值也是可变的，而占空比是由上下环宽值决定的。由此根据滞环的控制原理，实际采样电流信号与上下环宽进行比较后，产生具体的控制电平信号，即PWM波形。这种控制方法比较传统，可以控制电流很好地跟踪输入电压波形，具有受控对象响应速度快、鲁棒性好，功率因数高等优点。图4中清晰地表现出滞环控制的原理，其具体的控制实现将在后面的设计电路中得到体现。

图4 滞环控制的原理图Fig.4 Schematic diagram of hysteresis control

2.2 控制实现部分电路

针对以上的控制策略，本文将部分重要控制实现的电路做一个说明。

主电路中IGBT开关管的开通和关断，是由相应的驱动脉冲来控制的，由于本设计采用的是滞环比较电流控制法来产生PWM波形，故电路设计如图5所示。给定的上下环宽信号作为指令电流信号，电池端的电流采样信号作为实际电流信号。比较器将实际电流信号与指令电流信号进行比较，如果比较结果超出滞环宽度，则改变功率元件的开关状态，从而改变实际电流的大小。比如当实际电流超出指令电流下环宽值时，此时下环宽比较器输出为高电平，上环宽比较器输出为低电平，触发器翻转，输出逻辑高电平，这个高电平经过反向及与门的运算，最终输出两个正好互补的触发波形信号，分别控制主电路中的同一桥臂上的两个开关管，需要下管开通，上管截止，这样DC/DC主电路处于升压状态，从而使实际电流增大。同理，当实际电流超出指令电流上环宽值时，需要上管开通，下管截止，DC/DC主电路处于降压状态，从而使实际电流减小。这样的控制方式使实际电流始终限定在滞环宽度以内，使其快速准确地跟踪指令电流，响应及时。

图5 滞环控制比较电路Fig.5 Comparison circuit of hysteresis control

设计中还加入了故障保护功能，图5中的故障信号在正常情况下它是高电平，当发生故障时，输出一个低电平，此时与门输出的电平都被拉低，对应的开关管将全部截止，从而实现故障后可以马上停止输出的目的。

三相结构双向DC/DC变换器主电路由3个DC/DC单元电路并联而成，总输出电流为3个斩波电路单元输出电流之和，其平均值为单元输出电流平均值的3倍，脉动频率也为3倍。为了使3个开关管交错导通，本次设计的DC/DC控制电路可以实现移相输出PWM波的功能。如图6所示，在滞环输出的波形后，加了一个集成计数器，当其管脚CLR、LOAD、ENP、ENT同时为逻辑1时，它处于计数状态；当CLR为逻辑1，而LOAD为逻辑0、并且有时钟脉冲的上升沿作用时，它处于同步并行预置状态，即输入端的数据依次分别被输出端所接收。根据此计数器的工作原理，再加上后面的一个译码器，可以实现开关管的顺序移相导通目的。

图6 移相电路Fig.6 Phase-shifting circuit

3 仿真及实验测试

本文使用Multisim软件对设计电路做了仿真分析[6]，仿真模型是根据设计电路来搭建的，测试点就是图3中所示的移相PWM输出端，即分别是S1管、S2管、S3管的输出波形。仿真结果如图7（a）所示。图中的方波信号依次是主电路中并联的3个IGBT功率管移相导通的波形情况。

此外，本文还对设计的样板电路做了定性的实验，实验中在滞环电路部分给定上下环宽限值后，模拟一个适当的实时电流，让这一电流与上下环宽限值进行滞环比较，最后检测输出端的波形，实验的结果如图7（b）与7（c）所示。由图7（b）可见，3个PWM波形分别是主电路中并联的S1管、S2管、S3管的导通波形，可以看出，每个开关管的导通较前一个都有一个相位偏移，这与仿真结果相同。图7（c）中是另一个占空比测到的同一桥臂上的两个开关管的导通状态，可以看到S1管的导通波形与L1管的导通波形是互补的，另外的两个桥臂上的开关管也是一样。

图7 仿真与实验结果Fig.7 Simulation and experimental results

图8所示的是三相结构的电路中，降压状态下的开关管驱动波形，以及输出电流波形。

为了检验本次设计的变换器在一些突变情况下的稳定性能，还进行了动态响应实验，图9是在降压状态下，母线侧电压Udc发生变化时，电池测的电流Ibat的变化情况，可以看出电流变化的响应时间在3 ms左右，速度较快。

图8 PWM波及总电流波形Fig.8 PWM wave and total current wave

图9 动态响应Fig.9 Dynamic response

4 结论

本文设计了由模拟电路搭建的双向DC/DC控制电路，通过仿真和实验结果可以看到该电路实现了如下功能。

1）通过同一桥臂上下2个IGBT开关管的互补导通，可以实现主电路的双向变换。

2）通过移相环节的设计，可以实现IGBT开关管移相输出的功能，从而降低了开关损耗和输出电流的脉动。

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