一维超宽带阵列天线时域波束扫描分析

张昀剑 熊 灵 高 鹏

(电子科技大学 成都 611731)

1 引言

相比于传统窄带系统，相对带宽大于25%的超宽带技术被广泛证明具有巨大优势［1］。信号的宽带特性使超宽带技术吸引了大量学者研究其应用，例如遥感遥测、穿墙雷达、个人无线通信系统等［2-6］。

基于频域的窄带天线分析方法已经非常成熟，但对于超宽带天线来说该方法具有一定局限性。超宽带时域激励信号具有很宽的频谱，若要得到天线辐射或接收的时域特性，需要对多频点的频域数据进行傅里叶逆变换，实现方法难度较大且繁琐。时域方法通过高速采样示波器直接获取时域数据，进行一次傅里叶变换即可得到完整的频谱，能够更便捷直观地表示信号传播特性［7］。与传统雷达系统相比，基于超宽带天线的时域超宽带雷达具有诸多优势［8-10］。为提高雷达对目标的探测能力，需要对辐射波束进行赋形，因此采用超宽带天线组成阵列作为超宽带雷达的接收/发射天线是一种行之有效的方法［11］。

2011 年，日本樱花公司的Fuminori Sakai 等人设计出了一种小型超宽带穿墙雷达［12］。该研究使用波束扫描阵列天线，通过改变触发频率(46.98MHz ± 230KHz)改变辐射波束指向(-40°～38°)，实验获得的数据显示该雷达系统具有25cm的距离分辨率和15°的角度分辨率。该雷达系统的工作频率带宽为3.4GHz 至4.8GHz，对应工作波长为63mm 至88mm，发射信号的穿透力受到一定限制且回波损耗相对较大。

本文设计了一个1 ×4 均匀直线超宽带天线阵列用于时域仿真及实验测试。各天线单元由相同波形、不同时延的时域瞬态信号激励。因此，波束扫描可以通过在激励源与天线之间添加时延模块实现。天线单元之间的间距优化通过商业软件CST 微波工作室套件［13］完成。仿真与测试结果表明该阵列可以实现X-Z 平面上±40°波束扫描。

2 时域波束扫描理论

时域天线阵列基本理论与传统相控阵理论相似。但不同于传统相控阵雷达使用移相器，时域阵列通过改变输入信号时延改变波束指向［14］。传统相控阵天线的带宽受阵列单元(天线，放大器，波束成形网络)限制，但更严重的影响往往来自于使用移相器进行波束控制。超宽带雷达使用实时延时(true time delay，TTD)技术，消除了这种限制。实时延时线相比于移相器还具有损耗小、重量轻、成本低等优点［15］。

图1 为线性四单元超宽带阵列天线的扫描原理图。最大扫描角度θ 由相邻天线单元间距决定。它们之间的关系由式(1)给出:

其中，△t 为相邻天线单元之间的相对延时差，d 为相邻天线元间距，ti为第i 个天线元的延时，c 为光速。由式(1)可以看出，若阵列天线结构固定，波束扫描角度θ 只与相邻天线激励延时差有关，即通过控制各天线元的激励延时差就可以实现波束扫描。

阵元间距是阵列天线的基本参量之一，若阵元数相同，则阵元间距d 大，阵列口径互耦弱、增益高。若口径尺寸一定，则阵元间距越大，口径内需要设置的阵元数越少，相应的延时模块数量及激励脉冲源数量将减少。但另一方面，阵元间距受到扫描波瓣质量的限制。若间距过大，将导致栅瓣的出现，使能量分散，增益下降［16］。

激励信号为时域瞬态信号。为确保波束在希望的方向上信号强度最大，阵列各天线单元的输出必须在该方向上保持同相位。否则各天线的输出波形合成将无法达到最优化。

图1 线性四单元超宽带阵列波束扫描原理图

3 天线设计

图2 为单片超宽带天线示意图及主要参数。在特高频频段(300MHz～3000MHz)常常选用对拓维瓦尔迪天线，对于发射典型的时域信号来说其相对带宽足够宽。天线基板为FR4 材料，相对介电常数2.2，厚度2mm。使用商业软件CST 微波工作室套件进行仿真及安捷伦E8363B 矢量网络分析仪进行测量。为便于对比，仿真和测量的回波损耗(S11，单位:dB)见图3。

4 仿真结果及分析

图4 为1 ×4 阵列天线示意图，相邻天线间距为d。为满足远场条件，探针设置为阵列法线方向100m 处。选用高斯脉冲作为各天线激励信号是因为其在时域和频域都有良好的分辨率，物理实现简单，许多宽带信号都可以被近似当作高斯脉冲，如超宽带天线的阶跃响应。改变阵列间距d，分别记录阵列法线方向上探针的时域信号峰峰值，从仿真结果图5 中可以看出，当天线单元间距d=330mm 时，探针接收信号场强峰峰值达到最大值316.92mV。

图5 不同天线元间距情况下法线方向探针接收信号峰峰值

根据所设计天线的工作带宽，阵列远场距离可由(2)式确定:

其中，λ 为最小工作波长;D 为天线阵列口径;r 为远场距离。对于所设计的1 × 4 阵列，D=3 × d=0.99m，λ=c/f=0.35m，因此远场距离应大于5.6m。在仿真中设置探针与阵列中心的距离为10m 能够满足远场要求。

由仿真结果确定天线间距为330mm。当工作频率为250MHz 时，天线间距为半波长的0.55 倍，当工作频率为850MHz 时，天线间距为半波长的1.88倍。当波束扫描角度为10°、20°、30°、40°时，相对激励时延Δt 分别为0.19ns、0.38ns、0.55ns、0.71 ns。在远场区域，仿真结果单位为场强(V/m)。

当各天线单元同时激励时，探针接收到的时域信号见图6。从图中可以看出，当各天线单元激励之间不存在时延，接收信号峰峰值在阵列法线方向(0°)上达到最大。接收波形为二阶高斯脉冲，这是由于超宽带天线对超宽带信号的作用可以用一次微分来近似［17］。随着探针偏离阵列法线方向角度增大，接收信号峰峰值减小，脉冲宽度增加。因为探针的接收信号是由单个天线元接收信号叠加而成，当不存在激励时延时，各天线单元接收信号在法线方向保持同相，合成效果最佳。在偏离法线方向上，各天线单元接收波形传播的距离不同导致各接收信号不同相，叠加后造成能量损失，峰峰值减小。随着偏移角度增大，各天线元接收波形传播距离差增大，接收波形各峰值相互错开，叠加后形成四个小峰值脉冲信号。当阵列波束扫描角度为20°、40°时，X-Z平面的时域接收信号仿真结果分别见图7(a)、(b)。从峰峰值方向图(图8)中可以看出，波束主峰值电平随扫描角的增大而减小，同时波束宽度增大。

5 实验验证

图8 各角度波束扫描情况下的峰峰值方向图(X-Z 平面)

为试验验证波束扫描理论与仿真结果，我们搭建了1 ×4 超宽带方位天线阵列的测试系统。采用自设计的1ns 脉宽高斯信号脉冲源(见图9(a))来还原输入信号，输出信号幅度峰峰值为3V，使用10-1000MHz 功分器(见图9(b))将脉冲信号一路分成四路，可保证馈入天线的信号波形相同，并通过设计好的不等长同轴线与各天线单元连接，实现不同延时。发射天线阵列由四片上述设计的维瓦尔迪超宽带天线组成(如图9(c))。接收天线与发射天线相同。

同轴线介质材料为聚四氟乙烯，相对介电常数εr=2.2F/m，以波束扫描40°为例，根据式(1)可计算出相邻天线的同轴线长度差Δl 为:

图9 实验关键器件实物图

取基准长度为1m，则各同轴线长度分别为1.00m、1.31m、1.62m、1.93m。图10、图11 分别为阵列法线方向及偏离阵列法线40°方向的接收信号测试结果。从图中可以看出，法线方向上的接收信号由四个小波峰组成，因为各天线辐射波形在法线方向上不同相，无法实现波束合成。偏离法线40°方向上各信号保持同相，因此波束合成效果较好。

6 结论

本文基于超宽带雷达相关理论进行了时域阵列天线波束扫描研究。为验证该理论，设计了1 ×4 维瓦尔迪直线均匀超宽带天线阵列并进行测试，通过CST 软件仿真确定阵列间距。分别讨论及验证了天线阵列不扫描及扫描时，各角度接收波形的情况。对不同角度的波束扫描进行了峰值方向图仿真并进行了讨论。结果显示该阵列能够实现X-Z 平面±40°波束扫描。仿真结果表明，Y-Z 平面与X-Z平面波束扫描有类似的结果，但受条件所限，未对其进行试验验证。

传统相控阵雷达通过改变发射信号相位以改变波束指向，但是改变时延的方式更加易于实现且成本更低。为确保波束在希望的方向上信号强度最大，阵列各天线单元的输出必须在该方向上保持同相位。否则各天线的输出波形将无法合成或达到合成最优化。

超宽带瞬时雷达具有许多独特优点，例如优越的反隐身能力，强的抗干扰能力及极高的距离分辨率。因此可以预言，通过使用实时延时模块可以实现时域雷达的波束实时扫描。

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