单级PFC反激电源的设计与优化

刘鸿飞，潘永雄，牛春远

（广东工业大学 物理与光电工程学院，广东 广州 510006）

高亮度发光二极管（Light Emitting Diode，LED）以节能、环保、高效、寿命长等诸多优点，受到人们的青睐，将成为新一代绿色照明电源。随着高亮度LED照明技术的不断成熟与不断创新，它被广泛的应用于各个领域[1]。LED芯片是一种能够将电能转化为可见光的固态半导体电流控制型器件，随着使用过程中LED芯片的温度升高，其正向导通电压会增大，工作电流会发生变化。所以，电流是影响其发光性能的关键因素，为了使其工作性能最佳，必须保证驱动电源的工作电流恒定。

为了保证LED高效节能、高可靠的优势，针对不同的应用场合和功率要求，需要选择合适的电路拓扑结构，使LED驱动电源具有高效率、高可靠性、高功率因数、低成本等优点。对于中小功率LED驱动电源而言，一般选用结构简单，成本低的反激拓扑结构。为了满足节能环保的要求和美国能源部（DOE）“能源之星”关于固态照明（SSL）标准，选用有源功率因数校正控制器TDA4863，设计了一款高功率因数高效率的反激式LED驱动电源。

1 单级PFC反激电路的分析与优化

1.1 TDA4863芯片功能简介

TDA4863是英飞凌科技公司继TDA4862之后推出的一款性能改进的峰值电流型控制的功率因数校正控制器，工作于临界模式。与传统的开关电源脉冲宽度调制（PWM）控制IC工作于连续模式或断续模式的不同之处是，临界模式工作于变频模式，在输入电压和输入电流变化时，通过快速的调节工作频率使输出达到稳定。TDA4863芯片具有极低的启动电流，可降低芯片功耗；内部参考电压25℃时误差率在1%以内；在内部高线性乘法器中嵌入了交流输入总谐波失真（THD）最优化电路，能在宽范围的交流输入电压和一个大的负载范围内提供非常低的总谐波失真及高次谐波成分，进一步有效的控制交流输入电流的交越失真和误差放大器的输出纹波失真，从而提高功率因数和非常低的THD。此芯片通常应用于前级AC/DC功率因数校正电路，而本文将该芯片应用于了单级PFC反激电路，使电路简化，降低成本，提升效率。TDA4863的内部功能框图如图1所示[2]。

1.2 单级PFC的工作原理与功率因数的优化

基于TDA4863单级PFC反激变换器的原理框图如图2所示。主要包括浪涌抑制电路、EMI滤波及整流电路、主电路、控制电路、反馈取样电路和输出滤波电路。通过该原理框图来分析单级PFC的基本工作原理，并对功率因数进行优化设计。

图1 TDA4863内部框图Fig.1 TDA4863 internal bolck diagram

图2 基于TDA4863单级PFC原理框图Fig.2 Based on the TDA4863 single-stage PFC principle block diagram

1.2.1 单级PFC反激变换器的工作原理

结合图1和图2分析单级PFC反激变换器的工作原理[3]，输入交流电压经过浪涌保护、EMI滤波电路，再经过整流电路之后，得到半正弦信号电压Vm（t）

通过电阻 R6、R7、R8分压送至 TDA4863MULTIN 脚，作为内部模拟乘法器的一输入信号VM1

输出电压的采样信号通过光耦反馈至IC内部的电压误差放大器的反向输入端，与基准电压进行VREF比较放大得到模拟乘法器的另一输入信号VM2。乘法器要在很宽的动态范围内具有很好的线性转移特性，与它的两个输入电压的乘积成正比，即

式中，K表示乘法器的增益，是一个常数，单位为1/V；VM1表示MULTIN脚电压；VM2表示内部误差放大器的输出电压；VMO表示乘法器的输出电压。

反映电感电流的信号则由外接MOS管的源级电阻R3引出，送至电流检测ISENSE脚，与内部电流检测比较器的反相端相连，乘法器的输出VMO则接比较器的同相端，作为比较器的基准电压。当电流检测比较器反相端的信号幅值超过同相端时，则RS触发器复位，关断MOS管，使初级绕组的电流为零，关闭后能量从次级绕组输出，次级电流逐渐下降。当通过零电流检测电阻的电流降低到零时，则RS触发器会输出高电平，开通MOS管，初级绕组电流开始上升，初级绕组的电流波形和次级绕组的电路波形如图5所示[4]。通过反复的开关过程，就可以确保原边电流会随着输入电压的变化而变化，得到与输入电压相位相同的输入电流，实现PFC功能。

图3 初次级电流波形Fig.3 Primary and secondary current waveform

1.2.2 功率因数的优化设计

为了使电源功率因数更高，需要对电源功率因数进行优化，来满足市场客户的需求。在对电源进行其优化时，需要对整机的效率，EMI和功率因数等做折中选择，使其电源的性能达到最佳。通常功率因数优化的可以从输入电容的选取，输出电容的选取，输出反馈环路的设计和变压器的设计等方面来考虑。

输入电容包括EMI滤波电容和输入电容C3，通常对于一款规格参数确定的电源，输入电容容值小，PF值就越高。但是，电容的取值不能太小，否则电源将会产生干扰或者噪音；同时，还要考虑EMI，电容C3容值需合理选择。对于单级PFC反激式电源，输出纹波是两倍于工频的电压纹波，输出电压的纹波大小通过电压反馈回路影响电源的PF值。通常输出电压纹波越小越好，就需要较大的输出电容，而在设计过程中，需要考虑到体积，成本，寿命等因素，电容的选取受到了限制。由式（3）可以看到VM2参与了PFC的控制，VM2电压信号，包含的输出电压成分越少越好，条件是反馈环路的增益不能太大，在不影响系统动态响应的情况下，尽量减小环路增益。变压器的设计与绕制需要考虑初级漏感，绕法，匝比等因素，来优化PF值，提高效率以及改善EMI。

2 电源效率的分析与优化

高效率是LED驱动电源低温升、长寿命、高可靠的基础和保证。单级PFC反激式LED电源主要的损耗是变压器损耗、开关管损耗和次级整流管损耗。为了实现高效率，需要对电源主要损耗部分进行优化设计。

2.1 变压器的损耗分析

变压器的损耗，不仅影响整个产品的效率，性能以及外围器件的发热，而且会使变压器自身温升高，绝缘材料易老化，磁芯磁导率改变等。反激变压器的损耗主要包括线圈损耗、磁芯损耗和漏感损耗。在设计变压器时，要是能量损耗最小，可以选择不同磁芯材料，调整线圈绕组的匝数，尽可能使线圈损耗等于磁芯损耗，初级绕组的线圈损耗与次级绕组的线圈损耗相等。对于变压器的设计，漏感也是不可忽视的因素。所谓漏感，就是未耦合到次级的电感。当开关关断时，漏感能量无传递通路，所以它就以高压尖峰的形式表现出来。漏感不仅影响效率，若不尽量吸收此漏感能量，则将引起很大的电压尖峰，导致开关管损坏。从电源的成本，开关管的应力，效率等方面考虑，普遍采用RCD钳位电路（如图2所示）吸收开关瞬间的漏感尖峰。为了减少漏感，一般采用三明治绕法，三明治绕法的好处主要是增加初次级的耦合面积，降低漏感，从而可以降低MOSFET关断时的漏感尖峰电压，降低MOSFET的电压应力，提升效率[5]。

2.2 开关管的损耗分析

开关管的损耗主要包括导通损耗和开关损耗。导通损耗就是开关管处于导通状态时，损耗的功率。其值为：

其中，I表示开关管导通时流过电流的有效值；RDS-ON表示25℃时的MOS管的通态电阻。

导通电阻和温度有关，温度升高时，导通电阻变大，开关管温度升高。从式（4）可以看出，可以选择导通电阻低的MOS管或者采用COOLMOS替代常规MOS管来降低损耗。

开关损耗包括开通损耗和关断损耗，而对于单级PFC反激电源，开关管零电流导通（ZCS），所以开通损耗很小，主要是关断损耗。关断损耗是MOS管开通关断过程中由于开关管两端电压变化与流过的电流变化交叉产生的损耗，通常采用软开关技术，实现开关管软关断，减小电压电流叠加区域，提高效率。由于开关损耗与开关频率成正比，实验测试表明在开关频率在几十kHz以下时，开关损耗小于导通损耗，随着频率的提高，开关损耗会迅速增大，在100 kHz以上，开关损耗会超过导通损耗。实验采用的是TDA4863，将其开关频率设定在100 kHz以下，以降低损耗。同时，还要考虑开关管内部寄生二极管的反向恢复损耗，一般应选择体二极管的反向恢复电荷小的开关管[6]。

2.3 次级整流管的损耗分析

次级整流管的损耗主要包括正向导通损耗、反向漏电流损耗及恢复损耗。其中导通损耗可以表示为：

其中，VF表示整流管的导通时的正向压降；ID-AVG表示整流管导通时流过电流的平均值。

一般次级整流管在满足输出电压和电流应力的同时，应选择反向恢复时间短和漏电流小的快恢复二极管。而对于低压大电流输出的电源，为了降低导通损耗，通常选择导通压降小的肖特基二极管或者采用同步整流技术。对电源的成本和电路的复杂程度考虑，本实验选择正向压降小的肖特基二极管。

3 实验结果

采用以上的设计和优化方法，制作一款额定功率为36 W实验样机。主要的设计指标如下，

输入电压：90～264 V；输出电压：10～26 V；输出电流为1.4 A，精度±3%；可驱动16颗大功率LED组成2并8串LED阵列 （单颗LED的工作电压范围为2.8～3.2 V，电流为700 mA）。效率可高达90%，功率因数大于0.95，THD≤15%；同时传导EMI符合CISPR—22B。

图4为电源在满载 （230，60 Hz）条件下传导干扰测试图。由图可以看到，传导干扰满足CISPR—22B标准的要求[7]。

图4 传导干扰测试图Fig.4 Conducted interference test chart

图5为交流220 V输入时，输入电压Vin与输入电流Iin的波形图。从图中可以看出，输入电流波形很好的跟踪输入电压波形，实现了功率因数校正，实验测试PF值为0.975。

图5 输入电压与输入电流的波形图Fig.5 Waveforms of input voltage and current

表1是不同输入电压的条件下，所测试的功率因数和效率。从表中可以看出，电源在宽范围输入电压下工作时，电源的效率基本恒定，效率最高可达90%。随着输入电压的升高，功率因数在降低，与理论分析结果一致。在宽范围输入电压下，功率因数均大于0.95，从而实现了高功率因数，高效率。

表1 不同输入电压下的功率因数和效率Tab.1 Power factor and efficiency under different input voltage

4 结 论

文中阐述了单级PFC反激电源的基本原理，对电源的功率因数和效率进行分析，并提出了优化设计方法。通过实验样机测试数据表明，该电源具有高效率，高功率因数，恒流精度高等特点；同时，传导干扰满足CISPR—22B标准。

[1]毛兴武，张艳雯，周建军，等.新一代绿色光源LED及其应用技术[M].北京：人民邮电出版社，2008.

[2]Infineon Technologies.Power-Factor Controller（PFC） IC for High Power Factor and Low THD.[EB/OL].[2005-02-22].http://www.infineon.com/dgdl/tda4863-2_v2-1.pdf.

[3]Infineon Technologies.TDA 4863-Technical Description AN-PFC-TDA 4863-1.[EB/OL].[2003-10-29].http://www.infineon.com/dgdl/AN_TDA4863G-2_Supplement.pdf.

[4]沈霞，王洪诚，蒋林，等.基于反激变换器的高功率因数LED驱动电源设计[J].电力自动化设备，2011，31（6）：140-143.

SHEN Xia，WANG Hong-cheng，JIANG Lin，et al.Design of high-power-factor LED driver power supply based on flyback converter[J].Electric Power Automation Equipment，2011，31（6）：140-143.

[5]Maniktala S.Switching Power Supplies A to Z[M].England：Oxford Elsevier Inc，2006.

[6]钱振宇，史建华.开关电源的电磁兼容性设计、测试和典型案例[M].北京：电子工业出版社，2011.

[7]Lenk R.Practical Design of Power Supplies.实用开关电源设计[M].王正仕，张军明，译.北京：人民邮电出版社，2006.