基于矢量网络分析仪的信道链路标校方法

易卿武，宋海涛

（中国电子科技集团公司 第五十四研究所，河北 石家庄 050081）

在卫星导航系统中，为了产生和维持精密的系统时间，需要对系统收发链路的传输时延零值进行精确的标定，以减小系统误差，提高定位精度。目前链路传输时延零值标校方法基本可分为两类，分别是基准差分法和绝对标校法。

基准差分法是将被标校设备的测量值与基准设备测量值进行差分，二者的差值视为被标校设备的零值变化量，缺点是基准设备的零值稳定性难以维持，零值的漂移会在标校值中引入偏差。绝对标校法是采用基于矢量网络分析仪或高速示波器的绝对时延标校方法。

基于高速示波器的时延测量原理是将待测设备的输入测距信号和输出测距信号分别采集并进行处理，得到的时延值做差。缺点是对于频率过高的射频信号，高速示波器无法采集，测量频段范围有限。基于矢量网络分析仪的时延测量方法有调制信号法、背靠背法、矢量混频器和梳状波发生器法（SMC＋PHASE）。本文将重点讨论梳状波发生器法。

1 基于矢量网络分析仪的测量方法

1.1 调制信号法测量

调制信号法（包含使用双音法）是最早的时延测量方法之一，测量原理如图1所示。如被测设备为上行信道链路，将调制信号分为两路，分别接入矢量网络分析仪的SRC1和SRC2端口，其中一路直接进行信号解调，另一路调制信号输出至被测上行信道，被测设备将调制信号上变频之后再进行信号解调，利用鉴相器测量两路解调信号之间的相位差，从而解算出时延差。两路信号时延差为引入的被测上行信道的时延值。

图1 调制信号法测量原理图

调制信号法要求矢量网络分析仪内部的检波器响应是宽带的，而且响应极为平坦，核心是需要对检测出来的两路信号相位差进行处理。缺点是容易受到噪声和被测器件非线性的干扰，从而影响测量精度，矢量网络分析仪需要宽带检波技术，其灵敏度较差。根据实际测量分析，调制信号法测量精度的典型值只有10ns左右。

1.2 背靠背法测量

图2 背靠背法测量原理图

矢量网络分析仪背靠背法测量原理图如图2所示。以被测设备为下行信道为例，矢量网络分析仪的测量频率设置为被测件的射频输入频率。先在矢量网络分析仪的2个端口间接入2只同型号且互易的宽带混频器。混频器1将矢量网络分析仪端口1的射频信号转换为中频，中频信号经过中频滤波器输入混频器2，混频器2则将中频信号上变频回射频信号送到网络分析仪的端口2。先对矢量网络分析仪进行直通校准，校准完后，去掉混频器1，接入被测件，此时即可得到被测设备的时延特性。

背靠背测量法的优点在于对矢量网络分析仪没有特殊的要求，该网络分析仪校准和测量时2个端口都工作在同频状态。但是这种方法校准端面与测量端面不相同，得到的被测件时延特性实际上是相对于已知混频器的值，所以这种测量较为粗略。由于连接的重复性加上滤波器与混频器对之间以及混频器与测试设备之间的失配效应，会将误差引入测量过程。

1.3 矢量混频器校准法

矢量混频器校准法（VMC）的测量原理如图3所示。在矢量网络分析仪SRC 端口接入参考混频器，并利用VMC校准方法标定参考混频器及滤波器件传输时延和仪器自身时延作为零值处理。矢量网络分析仪Port1端口输出RF测试信号，经过RF增益调整器件调整电平送入被测下行信道链路RFin端口，测试信号在被测信道中进行变频滤波放大处理后由IFout端口输出，再经由IF增益调整器件调整电平后送入矢量网络分析仪Port2端口。矢量网络分析仪借助与SRC端口连接的参考混频器及滤波器件，将RF 测试信号进行上变频处理，进而测量出测试链路的总时延t。RF及IF增益调整器件均为同频器件，可直接使用网络分析仪测量其传输时延，分别记为t1和t2。连接仪器与被测链路的电缆组件传输时延也可以直接测量，记为t3，则被测下行信道链路传输时延t′＝t－t1－t2－t3。

图3 矢量混频器校准法测量原理图

在整个测试过程中，矢量网络分析仪要与被测信道链路参考同源，且参考混频器需使用被测信道链路的L0信号作为本振激励，以保证测量精度。矢量混频器校准法的优势在于对标校混频器的量化和全面的矢量误差修正，VMC 技术对校准混频器进行了量化，并采用全面的矢量误差修正，消除了反射的影响，从而提高了对变频器件的时延特性测量精度。但VMC方法测量过程需要引入参考混频器和校准混频器，操作流程复杂，有一定的测量误差。经分析使用VMC方法测量变频器件时延特性最佳测量不确定度为0.2ns。

1.4 梳状波发生器法测量

梳状波发生器法（SMC＋Phase）是Agilent公司推出的最新测量变频链路时延方法，建立在PNA／PNAX 接收机不同频点的相位相干的基础之上，测量方法和校准方法最为简单。

梳状波发生器法测量需要具备内置PNA／PNAX 接收机的矢量网络分析仪，如N5241A等型号。校准过程需要三个常用校准件包括功率计、梳状波发生器和校准件，其中功率计用做幅度标准，梳状波发生器用做相位标准，校准件（电子或机械）作为矢量校准。

2 梳状波发生器法

2.1 测量原理

SMC＋Phase测量方法是目前基于矢量网络分析仪测量变频链路最为简单的方法，测量原理图如图4所示。只需要将待测设备直接接入完成校准的矢量网络分析仪，以下行信道为例，矢量网络分析仪Port1端口输出RF测试信号，送入下行信道进行下变频，输出IF信号连接至矢量网络分析仪Port2端口，其中Port3端口输出本振信号至待测设备。矢量网络分析仪读出的时延值t即为待测设备的时延值。

图4 梳状波发生器法测量原理图

梳状波发生器法首先要求矢量网络分析仪具备PNA／PNAX 接收机，对于PNA－X／PNA 来说，独有的数字频综能保证每次扫描时，输出信号的响应稳定。其次，功率校准可以保证精确的幅度响应，而梳状波发生器能提供不同频点之间的精确的相位关系，以校准矢量网络分析仪接收机的不同频点之间的相位。梳状波发生器校准过程中产生信号的频率范围及波形如图5所示，频率范围可覆盖1～50GHz。

图5 梳状波发生器信号波形图

2.2 测量方法

依照测量原理，要完成对被测信道传输时延的测量，需要采用SMC＋Phase法进行校准，以完成整个信道链路的绝对时延测量，校准过程需要功率计、梳状波发生器和标准校准件（电子或机械式）三个校准件，所有的校准标准都溯源到NIST，方法适应于PNA 和PNA－X，也适应于测量嵌入式本振的变频链路。利用SMC＋Phase法进行校准和测量的基本步骤如下：

1.在PNA／PNAX 的测试端口连接梳状波发生器和功率计，点击Phase Reference Calibration Wizard，在全频段对PNA／PNAX 接收机的幅度、相位进行校准，校准界面如图6（a）所示。校准过程中，矢网的10MHz参考输出用作梳状波发生器的输入。

图6 梳状波发生器法校准界面

第一步校准完成之后，由于PNA／PNAX 的硬件极为稳定，所以这种校准操作可以相隔数月之后再进行。

2.校准的第二步只需在测量面进行S参数校准，使用电子校准件，连接一次即可完成。校准界面如图6（b）所示。

3.校准完成后，只需要将被测设备的输入、输出和本振连接到矢量网络分析仪上，即可进行信号时延和幅度测量。

2.3 误差分析与测试结果

在被测导航接收信道链路中串入高精度可编程延迟线，通过改变可编程延迟线的延迟量模拟被测导航接收信道设备的时延变化。

引起测量误差主要因素有：矢量网络分析仪内部触发信号抖动引入的误差，矢网自校准误差，电缆摆动引起的测量误差，环境温度变化引起的测量误差，延迟线时延变化误差以及端口连接等时延零值误差等。表1根据实际情况给出了基于这些误差项的估值汇总。

表1 时延标定误差项估算

上述误差对总的标定结果误差贡献均衡，因而总的测量误差可作以下计算：

实测结果如表2所示。

表2 实测时延变化表

上述测试结果取均值为0.162ns，与误差估计值接近，利用梳状波发生器法测得被测导航信道链路时延变化量与可编程延迟线变化量相差较小，此实验，验证了使用梳状波发生器法可以较准确的测量出导航信道链路的绝对时延。

3 结束语

通过比较四种基于矢量网络分析仪的导航信道链路时延测试方法，可以看出，梳状波发生器法（SMC＋Phase）与矢量混频器校准法（VMC）测量的时延精度最高，但是VMC 法校准和测量流程较复杂，SMC＋Phase法操作和设置简单，不需要参考混频器和校准混频器，测量精度可溯源到NIST，所以梳状波发生器法（SMC＋Phase）测量信道链路具有一定的优势。绝对传输时延的测量技术将为信道链路的研究及工程设计提供更准确、更有价值的参考数据和更为灵活的测量思路。

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