一种宽带D类射频功率放大模块设计

徐玉存，柳拓鹏

(中国电子科技集团公司第三十八研究所，合肥 230088)

0 引言

目前，广播发射机、超视距雷达发射机、高频大功率加热设备、无线能量传输等设备中对功率放大器的效率都提出了苛刻的要求。效率的提高使系统消耗的电源功率减小，从而减小设备的体积和重量，大大节约系统的生产成本和使用成本。因此，功率放大器效率的提高一直是人们所关注的课题，它推动了功率放大器技术的不断发展。

功率放大器类型从A类、B类放大器发展到C类高频调谐式功率放大器，目的都是为了提高功率放大器的效率［1］。在忽略线路损耗的条件下，放大器主要损耗为漏(集电）极开关损耗PD，其可以表示为［2］

对于A类、B类、C类放大器，功率器件都工作于有源区，IS及VDS都比较大，放大器的效率难以进一步提高。要进一步提高放大器效率，就得让功率器件的负载线落入高效区。D类放大器克服了A类、B类、C类放大器的缺点，使得功率器件工作于开关状态，避免了漏极电流和电压的同时存在，放大器理论效率可达到100%［3］。

本文介绍了一种基于射频MOSFET的D类功放模块设计研制，对设计过程中关键参数进行了计算、仿真分析，并给出了初步实验测试结果。

2 D类放大器设计分析

2.1 传输线变压器耦合D类放大器原理

传输线变压器耦合D类放大器原理图如图1所示［4］。V1、V2在一对互补信号的驱动下工作，C1、C2为高频隔直电容，C3、C4为传输线变压器的端接补偿电容。在此忽略开关管的导通电阻，V1、V2开关管漏源极电压均为幅度为2VDC的矩形方波，经传输线变压器Tr2平衡-不平衡转换后变为幅度为2VDC的对称方波信号，经L1、C5、L2、C6构成的低通滤波器滤波后，在负载电阻上得到正弦电压信号。流过开关管V1、V2的电流为正弦脉冲电流。负载上得到的为方波信号的基频分量，按傅里叶基数展开后可得到RL两端的电压:

图1 传输线变压器耦合D类放大器原理图

则传输到负载的射频功率:

流过每只管子的正弦电流为负载上电流的两倍，可以求得，电源所需提供的输入电流为

2.2 功率MOSFET的选择

射频功率输出按1200 W 进行计算，带宽5～8 MHz，则根据式(4），供电电压VDC为

考虑放大器的效率在0.8左右，取150 V。

这样，射频最大输出功率为

直流电源输出功率选取1800 W。

流过MOSFET的电流峰值为

则平均电流为(下式计算结果为零!）

根据以上计算，选择IXYS 公司型号为DE275-501N16A 射频MOSFET 作为该放大器的功率管，其最高开关频率可以达到50 MHz，开通关断时间可以达到数纳秒，导通阻抗仅为0.25 Ω，漏极电压最高达500 V，适用于高压馈电的D类、E类射频放大器。

2.3 输入及驱动电路

图1中采用变压器耦合输入的射频信号作为开关管的驱动信号，无法满足驱动大功率MOSFET的要求。在开关类放大器设计中，采用矩形波驱动可大大减小功率管在线性区的滞留时间，从而降低渡越损耗。因此，需要将输入的射频波转化为方波信号来驱动开关管工作。波形变换电路的原理如图2所示。图中，T1为传输线变压器，其延时可以做到小于1 ns，T1在此电路中作不平衡-平衡变换，将输入的不平衡射频信号转化为两路相位相差180°的射频信号;N1、N2为高速比较器，用作过零检测，则在N1、N2输出端可得到两路相位相差180°的互补信号［5］。

图2 波形变换原理图

波形变换模块生成的方波信号幅度为5 V，经DEIC420后，将5 V方波信号转化为15 V的方波信号。DEIC420为IXYS 公司针对射频MOSFET 设计的驱动器，其最高工作频率可到40 MHz，其峰值驱动电流可达20 A。

2.4 传输线变压器设计

传输线变压器包括两部分:传输线与磁芯，一般满足两个传输条件:传输线的串联电感感抗远大于传输线的特性阻抗Z0，传输线的长度l 远小于传输波长λ。对于1∶4阻抗变换器，设Rg、Rb分别为电源内阻抗和负载阻抗，则满足最大输出功率下的最佳传输条件为

满足最佳传输条件下，电路传输系数:

这里以1 dB 损耗为限值标准，传输线最大长度l约为λ/4，考虑到磁化电感、匝间电容等影响，一般取

在大功率应用时，首先必须保证磁芯工作磁感应强度不超过允许值。绕制的匝数应满足:

由式(8）计算得到的匝数一般都能满足最小并联磁化电感的要求，但在设计传输线变压器时，仍需按最小并联磁化电感的要求进行验证。

实际设计中负载阻抗为50 Ω，1∶4变换器的绕制电缆特性阻抗为25 Ω。对于5～8 MHz的带宽内，其波长在几十米，因此传输线长度很好地满足式(7），故绕制的匝数尽可能多些，以满足式(8）的要求。但是，匝数也不宜过多，以保证匝间距足够大，减小初级或次级的自身分布电容。要想保证足够大的电感，最好还是采用高磁导率的磁芯材料，这样变压器也可以做到小体积和高功率容量。

对于非理想化磁芯，考虑1∶–1的倒相变换器，其传输系数:

其中，μ'和μ″代表磁导率的实部与虚部。由式(9）可知，在μ'远大于μ″时，变压器的传输损耗随μ″增大而增大;在μ'远小于μ″时，损耗随μ″的增大而减小，并且与μ'无关。这一结论实际上适用于任何变换电路［6］。对于工作频率5～8 MHz，铁氧体材料往往更容易满足条件μ'远大于μ″。因此，尽可能选择μ'相对高的磁芯材料。本文选用了国产R400P 型镍锌软磁铁氧体材料，其磁导率为400，饱和磁通密度为320 mT，并具有高Q 值和频率特性稳定等特点。

实际绕制的变压器如图3所示。其中1∶4变换器采用双线并绕，其特征阻抗为25 Ω，绕制匝数为10匝，主要保证最小并联磁化电感的需要求;1∶–1的倒相变压器采用的是双孔磁芯，由50 Ω的同轴线绕制。双孔磁芯的电感量要比单孔大的多，在理论上亦可以获得更大的带宽，其上限频率可以做得更高。

图3 传输线变压器

2.5 PCB 布板及接地处理

大功率MOSFET 工作于开关状态，其DS两端的电压摆幅较大，这样将产生大量独立于开关频率的高频分量。小信号的射频输入及波形处理电路有可能遭到破坏而不能正常工作。在PCB 布局时应将大功率器件和射频输入、波形处理电路合理分区，避免功率输出级与其他小功率电路具有共同的地回路［7］。

图4 接地处理原理图

在本电路设计中，驱动级地和功率级电路地之间单点连接，接地处理原理见图4所示。图中，驱动地与功率地之间采用单点接地，驱动级电路和功率级电路均大面积覆地，在两个大面积地之间串接小阻值电阻R1。根据电流总是选择低阻抗回路通过的原理，可以将驱动小电流回路和后级大功率电路电流回路分割为两个独立的回路，消除共地阻抗所产生的干扰。

3 放大器的仿真分析

3.1 输出匹配网络仿真设计

由开关电路获得的矩形波电压需经过匹配网络，其主要功能是滤除高次谐波分量而让基波分量传递到负载。这里对高次谐波(最小为三次谐波）的抑制主要有电路的品质因数QL来决定，其越大，谐波抑制越好，但输出功率变小，需折中考虑。第n 次谐波与基波的电流输出关系可以表示为

实际设计中，匹配网络采用4节低通滤波器实现，在5～8 MHz的带宽内，采用ADS 软件优化设计后得到匹配网络见图5所示，S(2，1）参数曲线见图6。从图可以看出，频率大于9 MHz时衰减急剧下降，在15 MHz(最低频率的三次谐波）时衰减接近18 dB。

图5 匹配网络电路图

图6 ADS 仿真结果

3.2 放大器的PSpice 输出仿真

根据以上计算分析，结合ADS 仿真的结果，采用PSpice 对设计结果进行了仿真验证。输入直流电压150 V，在5、8 MHz 得到的仿真结果如图7～10所示。

图7 5 MHz时负载电阻上的电压波形

图8 5 MHz时开关管DS两端的电压波形

图9 8 MHz时负载上的电压波形

图10 8 MHz时开关管DS两端的电压波形

4 实验测试结果

试验测试的射频放大模块照片如图11所示。试验信号源信号为AG8648D，负载为50 Ω 射频吸收负载，其最大热吸收功率为2 kW。

图11 放大模块实验测试照片

图12和图13分别为MOSFET 漏源极波形和输出功率波形。实测波形与仿真的波形差异较大，这是由于仿真是没有考虑分布参数的影响。实际上，由于电压上升速度过快加上引线电感的存在，往往会在方波上叠加有较大的振荡。由于振荡的幅值往往是正常值的1.5 倍以上，因此受MOSFET 器件的耐压限制，实际中电压最大只能加到120 V左右，放大器最大输出功率约830 W。要想进一步获得千瓦以上的功率输出，还需要进一步合理布局设计，降低分布参数的影响。

图12 8 MHz时输出功率波形

图13 8 MHz时MOSFET的DS 间波形

表1为相同输入电压、不同开关频率下的输出功率、效率测试情况。从测试结果看，放大器模块效率都在80%以上，带内功率起伏小于0.7 dB。

表1 不同工作频率下输出功率与效率

5 结束语

放大管工作于开关状态是射频功率放大器提高效率的有效途径之一。但是，受功率器件技术发展的影响，往往很难做到大功率应用。本文对射频放大模块的大功率与高效率输出进行了试验研究，为下一步获得千瓦以上输出功率应用打下基础。该类型放大模块在超视距雷达、海岸监视雷达具有很好的应用前景;在ISM 频段，由于其极高的效率，也越来越多的受到关注［8］。

［1］郑强.甲乙类变压器耦合推挽功率放大器的工程应用［J］.声学与电子工程，2010(3）:44-46.

［2］胡长阳.D类和E类开关模式放大器［M］.高等教育出版社，2011.3.

［3］Andrei Grebennikov.射频与微波功率放大器设计［M］.张玉飞，赵宏飞，译.北京:电子工业出版社，2006.4.

［4］K I Hwu，Y T Yau.Output Power Enhancement of Full-Bridge Class-D Amplifier// International Power Electronics Conference，2010:557-561.

［5］张俊玲，李朋兰.过零比较器试验中相位失真问题的研究［J］.武警学院学报，1999，15(2）:67-68.

［6］张纪纲.射频铁氧体宽带器件［M］.北京:科学出版社，1986.

［7］徐兴福.ASD2008 射频电路设计与仿真实例［M］.北京:电子工业出版社，2009.

［8］周万幸.天波超视距雷达发展综述［J］.电子学报，2011(6）:1373-1378.