一种W波段圆极化微带天线研究

赵国强 时 亮 陈卓著 孙厚军 吕 昕

(北京理工大学信息与电子学院，北京 100081)

引 言

随着航空事业的迅猛发展，毫米波高频段雷达和通信系统的需求量日益增大[1-3]，毫米波处于微波和红外之间，与红外相比，毫米波更能适应战场复杂的环境和恶劣的气候条件[4]；与微波相比，毫米波目标探测有着更高的精度，因此，在精确制导领域有着非常重要的应用价值.天线作为雷达制导的重要组成部分之一，会直接影响整个系统的性能.如何在国内现有工艺及加工条件下制造出性能优良的W波段天线，从而充分利用W波段的优势已成为当今的研究热点.国内外已经成功研制了工作在W波段的卡塞格伦天线和波导缝隙天线[5-6]，因为它们具有增益大、效率高等特点.但是卡塞格伦天线为反射面天线结构，会占用大量的空间，而波导缝隙天线虽然具有低剖面、结构紧凑等特点，但由于毫米波尤其是W波段波导尺寸较小，对加工精度要求很高，加工微小的误差会对天线性能造成很大的影响，制作难度非常大[7].微带天线以其体积小、重量轻、成本低、易于与有源电路集成等优点而得到广泛应用[8-9].而国内利用印制板工艺亦可保证其加工精度，将微带天线利用于W波段能大大节省空间，降低生产成本，降低制作难度.

圆极化微带天线相对于线极化天线具有显著的优点[10-11]，因为圆极化天线能接收到任意极化的来波，并且其辐射出去的圆极化波也可以由任意极化的天线接收.因此圆极化天线具有较强的电子侦察和抗干扰能力，具有广泛的应用.

1 天线圆极化激励原理分析

1.1 天线单元圆极化激励原理分析

根据微带天线的腔模理论，其TM01模和TM10模在天线面法向形成相互垂直的电场分量.使此二分量大小相等、相位相差90°，便可产生圆极化辐射.设贴片尺寸为a×b，则TM01模辐射电场

(1)

TM10模的辐射电场为

(2)

选择a≈b，则k01≈k10，于是当选择频率使k接近于k01≈k10时，两种模式同时被激励，称为简并模.此时，只需满足k-k10比k-k01超前或滞后π/2即可辐射圆极化波.

天线的加工精度和损耗也是设计微带天线必须要考虑的问题[12].选择合适介电常数和厚度的介质对W波段的实现至关重要.介电常数大的介质，其贴片尺寸小，加工精度不易保证；而对于介电常数一定的介质，越厚损耗越大.因此，对介质的选取应该越薄、介电常数越小越好.本天线形式选用厚度为0.127 mm，εr=2.2的介质.

1.2 圆极化阵列排布分析

对于阵列天线单元间距的选择主要从两个方面考虑：既要使单元的个数尽可能多从而提高口径的利用率和天线的增益，同时也要考虑互耦的影响.

按照格林函数法分析四元阵的结果表明：当单元间距d=0.8λ0时能获得最大方向系数，而当d=0.75λ0时能获得最大增益.互耦的影响可通过适当选取单元间距d来处理.由于W波段波长较短，为了便于各贴片单元间功分网络的排布，单元间距不宜过小.综合上述各方面考虑，选取H面单元间距d=0.8λ0，E面单元间距d=0.8λ0.

对于圆极化阵列天线，不仅要考虑圆极化的轴比及驻波带宽，还要考虑天线功分网络的排布以及损耗.圆极化天线馈电方式也有多种形式[13-15]，为了确定阵列的排布形式，可对单元间反相馈电、同相馈电以及相位差90°旋转馈电做具体的分析.

(a) 单元间反相馈电 (b) 单元间同相馈电

(c) 单元间90°旋转馈电图1 天线阵馈电方式

2×2子阵设计方法通常有如图1(a)、(b)、(c)所示，图1(a)为单元间等幅反相馈电，图1(b)为等幅同相馈电，图1(c)单元间90°旋转馈电.其中，每个贴片单元为在边射方向上每个单元的辐射场都可以分解为两个极化正交且相移90°的场，图1(a)、(b)所示馈电结构四个单元等幅反相或同相馈电，在边射方向上的辐射场仍然可以分解成四个相位相同的相移是90°的圆极化场，所以在边射方向上的辐射场仍然是圆极化场.图1(c)的等幅90°相差馈电结构，四单元的馈电相位分别为0°、90°、180°和270°，振幅都相同.馈电点的位置要正确选择，以使180°和270°的单元分别与0°和90°的单元辐射同相的相同极化分量，这样，它们在xoz面总辐射场可以表示为

Exz=E1ej90°ejk0dxsin θ+E2ej0°e-jk0dxsin θ

+E3ej90°e-jk0dxsin θ+E4ej0°ejk0dxsinθ

=(E1ej90°+E4ej0°)ejk0dxsin θ+(E2ej0°

+E3ej90°)e-jk0dxsin θ.

(3)

假设单元为左旋圆极化

(4)

将式(4)代入式(3)得

(5)

当在xoz面上偏离边射方向(θ=0)时，1、2单元因波程差所引入的辐射场相移正好与3、4单元的波程差相移相反，其效应相互抵消，改进了轴比特性.

将三种馈电结构进行仿真对比如图2所示，亦可观察到利用旋转馈电能改善其轴比特性.

图2 不同馈电方式轴比仿真对比

虽然根据仿真结果利用旋转馈电，轴比效果有所改善，但是要求其馈电端口相位均相差90°，其馈电网络设计复杂，对于W波段来说，复杂的馈电网络将导致损耗增大，馈线间的耦合量也会增大，这些因素将对此波段的天线性能产生重大的影响.单元间反相馈电由于需要在馈电端口引入180°的相位差，而为了抑制栅瓣的出现W波段两贴片间距不宜过大，两贴片间距限制了微带线180°的相位差的实现，单元间反相馈电也不利于W波段微带天线的实现.根据以上分析可得知，最理想的阵列摆布形式为单元间同相馈电.

2 天线设计与结果分析

2.1 天线单元设计

根据上述分析设计圆极化天线单元，并对单元进行仿真优化得到下列结果.

天线单元形式如图3所示.

图3 圆极化天线单元形式

由仿真结果可知，中心频率94 GHz时，驻波小于1.3，驻波小于2的相对带宽能达到9%，单元左旋圆极化增益为7.4 dB，其轴比为1.5 dB.

2.2 波导-微带过渡结构设计

天线馈电方式可考虑采用波导-微带转换馈电.对于W波段天线，相比于同轴-微带过渡，波导-微带过渡结构损耗小，即有利于天线的加工，又有利于天线的测试.传统的微带-波导过渡将微带线深入波导侧壁，微带线相当于探针在波导内部激励TE10波，从而实现良好的过渡.这种结构虽然比较成熟，但是需要引入四分之一波长金属短路壁，相当于在微带线上方引入微小的“金属帽”，这在加工精度上增加了难度.在波导口放置金属贴片，通过缝隙使波导与微带线之间产生耦合亦可以实现波导到微带线的过渡[16]，这种方法可避免金属帽的出现，使过渡结构设计与加工更加简单方便.

波导-微带过渡结构如图4所示.

(a) 过渡结构正面 (b)过渡结构背面图4 波导-微带过渡结构

图5为此过渡结构S参数曲线，中心频点损耗为0.5 dB，驻波小于1.1，能实现良好的波导-微带过渡.

图5 过渡结构仿真结果

2.3 圆极化微带阵列天线设计及实验

以2×2单元结构为基础，将其扩展成8×8阵列，引入波导-微带过渡结构，从而实现圆极化微带阵列天线.图6为此天线实物图.

图6 阵列天线实物图

对该天线进行测试，结果如图7所示.此W波段圆极化阵列天线实测结果回波损耗优于-15dB的相对带宽为4.3%，具有良好的驻波特性.比较仿真与实测结果后发现，实测天线轴比与仿真结果吻合较好，中心频点处轴比小于3 dB的波束宽度为11°有着较好的圆极化特性.

天线方向图Phi=90°一维具有很好的副瓣特性，但是在Phi=0°副瓣电平较高，这是由于天线的馈电结构的不对称引起电流分布不均匀，从而导致天线副瓣电平在这一维较高.

表1列出了天线在不同频率的仿真与实测增益，比较可以发现，天线实测增益比仿真低一些.这主要由两个因素引起：1)波导-微带过渡结构的加工误差导致过渡结构的损耗比仿真大；2)W波段天线的波束宽度较窄，造成测试中最大波束指向与标准喇叭不能准确对准所造成的测试误差.综上所述，天线具有较好的圆极化辐射特性，与仿真结果较为一致.

(a) 天线回波损耗

(b) 轴比仿真与实例

(c) 方向图实测图7 微带阵列实测结果

表1 阵列天线增益

3 结 论

通过分析和仿真了W波段圆极化微带阵列天线的不同馈电形式，确定了阵列天线的单元形式和组阵方式，对阵列进行加工测试，回波损耗优于-15 dB的相对带宽达到4.3%.最高增益可以达到20.6 dB，轴比优于3 dB的波瓣宽度为11°,具有良好的圆极化辐射特性.在导弹、雷达等航空航天领域，具有广泛的应用前景.

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