噪声调制的超宽带微功率冲激雷达

邓胜利，盛 浩，袁立革

（解放军93861部队，陕西 三原 713800）

0 引言

超宽带微功率冲激雷达（MIR）系统由于体积小，具有高距离分辨力、低截获概率、强抗干扰能力和便于目标识别等独特优点［1］，国外已有不少公司陆续将其成功使用在炮弹引信上，如美国的MITRE公司和 TD（Time domain）公司［2］。相较而言，国内已成型的基于MIR雷达的引信较少，且还仅限于少数近炸系列。

现下，不少国家已配备了针对传统引信的干扰设备，如俄罗斯“SPR－2”，更多型号的引信面临着更新换代的局面，具有强抗干扰能力的超宽带引信显然是很好的替换者之一，然而国内超宽带引信的作用距离却限制了其进一步的发展，因而提升其作用范围已成了当前亟待解决的问题。超宽带引信的作用距离主要决定于MIR雷达的发射功率，可是提升这种体积小至几乎极限的雷达的功率，同时又会带来多种其他方面的问题，最显著的就是距离模糊和同类间的串扰。为此，作者对原有的超宽带引信加以改进，设计了一种新的噪声调制MIR系统。

1 超宽带引信现况

目前，国外关于基于MIR的超宽带引信依然处于较高的密级，相关的文献难以查找，对于国内近炸引信而言，其雏型即为McEwan于1996年为之命名的MIR雷达［3］，其原理框图如图1所示。

发射系统中，整形后的脉冲分成两路，一路作为发射脉冲的驱动源，而另一路通过延时后送至波门产生器，作为接收模板信号（template signal）［4－5］的驱动源，延时电路单元一般采用具有较小传输延迟抖动（jitter）［6－7］的 元 器 件，以 避 免 额 外 的 信 噪 比 损失。而接收系统中，可以看到几乎没有信号处理单元，这种极端简洁的设计主要原因是在于引信所能提供的空间和功耗，相应地也给距离模糊和同类间的串扰带来了极大的便利。

图1 MIR雷达的工作原理Fig.1 Principle of the MIR system

在图1所示的MIR系统中，解决距离模糊和同类间串扰的方法很简单，即控制MIR的发射功率和重复频率：因为发射功率小，作用距离之外的回波信号（多倍距离回波信号）很小，在接收系统中难以得到有效的积累；同类间的串扰则是因为微功耗的情况下MIR发射信号的尾部拖曳很小，串扰能进入MIR相关接收机是极小概率事件［8］。而一旦提高引信的作用距离后，相应地，MIR雷达的发射功率也需要提高，脉冲重复频率需要降低且往往是成倍数的降低，这就带来了如下的一些问题：回波信号的多径效应明显增强，发射信号尾部拖曳所引起的同类间串扰和重频降低带来的固有信噪比下降。

2 噪声调制MIR

为解决提升MIR功率后所带来的问题，作者引入了一种噪声调制，以此来破坏多倍距离回波信号与接收机模板信号，以及系统与系统间的有害相关性，从而提升系统的可靠性，在此基础上得以增大系统重频以提高信噪比。

如图2所示，晶振为系统的时钟源，经过噪声调制电路后，信号分两路进入一个边沿计数器和一组逻辑电路，逻辑电路对信号进行逻辑组合后输出分别用来控制发射机和接收机，接收系统中，采用的为相关等效采样接收机。

晶振频率的选择并非任意的，不同作用距离上需要不同频率段的晶振。噪声低通后叠加在晶振的输出脉冲上，使得脉冲的高电位不再是固定值，这样在通过高速门电路后，各个脉冲之间除了有固定的晶振周期Tc，还会附加一个很小的相对时移τi，见图3。高速门电路的作用在于对晶振信号进行整形生成计数脉冲，选择该器件的原因是其具有较小的传输延迟抖动。由于噪声的频率相较晶振而言是很低的，噪声叠加后的脉冲幅度的变化是一个缓慢的过程，因而在短时间内这种相对的时移τi是一个很小量并且可看作是连续的，在一段时间内具有单调性，但是，从长时间来看，这种变化是带有随机性的。

图2 MIR系统的整体构架Fig.2 Scheme pictorial of improved MIR

图3 噪声叠加后的计数脉冲的形成Fig.3 Additional noise on clock pulses

在图2中边沿计数器和逻辑电路是整个时间系统的核心。晶振的周期Tc和边沿计数器的分频系数N（N为非零整数）决定了整个MIR雷达的最大可工作距离，逻辑电路最终生成两组触发信号，分别用来触发发射信号和接收模板信号。接收模板的触发信号等效于接收机的开关，作者简称其为开关信号，开关信号是发射触发信号的同步延迟，令其为tdi，且有tdi＝M·Tc＋Δτi，（Δτi＝τi＋M－τi，M ≤N，且为非零整数），其说明如图4所示。

在试验中，参数N、M有调节噪声调制深度的作用。

图4 收发信号触发脉冲的时序Fig.4 Time sequence of T－R trigger pulses

3 噪声调制深度分析

噪声调制的深度是该系统成败的关键，噪声的频率过高会使得系统的自身相关性能严重下降，过低则又失去了调制的目的。

在图4中，我们做如下的设定：k为晶振信号的前沿上升斜率，n （t）为加入低通噪声的幅度，Tc为晶振周期，N为分频系数，图4为N＝4时的情况。

那么距离延迟为，

tdi的抖动直接影响到系统的相参性能，

由本文第一章中可知

将式（12）代入（11）可得

对式（13）进行坐标变换则有

由式（14）可以看出，Δτ′是与i无关的值，故而M、N的取值可调节系统噪声调制的深度。

下面我们将对Δτ＇量进行定量分析。

假设晶振的输出幅度为5V，上升沿为2.5ns，则有k＝2V／ns＝2mV／ps，噪声用起伏最大的频率分量fm（即最高频率分量）来近似，令最高频率为10kHz其最大幅度为200mV，那么发射信号最大的偏移时间为：

为便于分析，作者近似认为噪声的幅度变化是线性的即三角波，从0上升至200mV为最大频率分量的四分之一周期即1／4fm＝25μs，那么间隔M·T时间后噪声幅度的变化为·200mV，假设M·T＝50ns，且在这50ns，期间噪声的变化具有单调特性，即τi具有单调性，则距离延迟tdi的附加偏Δτi具有一致性，即

在这种情况下，单调区间内Δτ′是为零值的，而在突变区间内0.2ps，相对于门电路10～150ps［9－10］是完全可以容忍的。

而在多倍距离的情况下，这种噪声线性近似是不合适的，因为多倍距离之间的相关性要比单倍距离至少降低3dB（＞2），所以适当的调节M、N的取值可有效地抑制MIR雷达距离模糊。

通过以上分析，我们可以得到如下结论，从统计学的角度来说，加入这种噪声调制后对采样过程的影响最极端的情况是增加或减少了几次等效采样次数，对采样的影响是很小的。反观多系统工作时，假使攻击同一目标的两个系统A、B在某一时刻发射信号重叠，那么A采样波门与B回波信号之间的相关性由τi决定，而非Δτ＇i，而且A、B两系统的调制噪声是完全不相关的，故而A的发射信号不能进入B的接收机。

4 试验验证

在以上分析的基础上，作者做了如下的试验：室内环境下，A、B两系统间隔1m并排放置，示波器置于系统A处，目标距离A、B 10m开外并匀速向A、B靠近。图5为本次测试的结果。

图5（a）、（b）、（c）为示波器同一次存储波形，其中（a）为系统A接收机相关器前的信号，图中信号最强的信号是来自于同类的串扰，（b）为串扰的展宽，（c）为目标真实的回波信号，而在A接收机相关积累后，如图5（d）所示，我们只能看到一个信号，并且很明显这是回波信号的微分，并且没有串扰信号那么多的拖曳。

图5 系统的测试结果Fig.5 Measurements of the improved system

5 结论

在有限空间和功耗的前提下，本文针对MIR系统串扰和距离模糊的问题设计了一种噪声调制，通过系统人为的加入噪声，牺牲适当的信噪比，破坏系统多倍距离间的相参性能和系统间串扰，解决了提高功率后MIR产生的问题。经试验得出改进后MIR雷达距离可拓宽至10～15m而不受多径效应和串扰影响，进一步保证了基于MIR引信的正常工作，这在现有的国内外相关文献中是不曾见到的。

［1］Franz S，Mitra U.On optimal data detection for UWB transmitted reference systems［C］／／IEEE GLOBECOM＇03.Heney Samueli Phd：Broadcom Corporation Amarica，2003：744－748.

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［7］单谭生，付红卫，盛浩.超宽带微功率冲击雷达的抖动噪声定量分析［J］.探测与控制学报，2009，31（4）：30－34.SHAN Tansheng，FU Hongwei，SHENG Hao，et al.Quantitative analysis of time jitter in ultra－wideband micropower impulse radar［J］.2009，31（4）：30－34.

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