大功率直驱风力发电并网变流器主电路的研究*

王宝石， 谷彩连

(沈阳工程学院，辽宁 沈阳 110136)

0 引言

对于直驱同步风力发电系统，如图1所示，其叶片直接与永磁同步发电机相连，由于永磁同步发电机的转子极对数较多，因而可以不需要齿轮箱来提速。永磁同步发电机的定子侧直接与变流器相连，通过机侧变流器把发电机发出的功率传到直流侧，然后再通过网侧变流器把功率直接并入电网。

图1 变速恒频直驱同步风力发电系统

直驱电机侧变流器与永磁同步发电机的定子侧相连，通过对其控制，来实现最大风能的捕获。对于直驱风力发电系统来说，全功率变流器是重要的组成部分，通过变流器可以把发电机发出的能量更好的并网。对于直驱风电并网变流器，有很多关键的技术需要研究。对于大功率直驱风电全功率并网变流器，由于其功率等级的不断提高，其开关器件的额定电流也越来越大。目前，虽然有大功率的IGBT器件，但其成本往往很高，因而需要对大功率并联技术进行研究。

1 直驱风电并网变流器主电路的设计

在直驱风电并网变流器技术条件的基础上，本文主要对变流器主电路的电网侧滤波器、电机侧滤波器、共模抑制电路、制动单元和预充电电路的设计进行介绍。

1.1 电网侧滤波电路的设计

三相电压型PWM整流器输出的电压为PWM波，要实现并网必须要求滤波。传统的网侧滤波器一般为L滤波器，它既要满足矢量控制的要求:即满足矢量三角形，又要实现对并网电流谐波的抑制作用。传统的L型滤波器运行可靠，设计简单，得到了广泛应用。但是，随着功率等级的提高、开关器件开关频率的下降，要想满足抑制谐波的要求，需要的电感量会很大。大的电感量L不仅会增大变流器的体积和增加变流器的成本，还会使得变流器电流调节的速度变慢。用LCL滤波器代替传统的L型滤波器，可以有效减小电感量的总值，减小体积和成本，并且其对高频信号的抑制作用更加明显。

本文中网侧变流器采用的LCL滤波器的结构如图2所示。图2中L1为变流器侧电感，CF为滤波电容，L2为变压器漏感。

图2 网侧变流器LCL结构图

当VSR工作在单位功率因数时，由“矢量三角形”可知:

式中:Em——电网相电压峰值;

Um——采用SVPWM控制策略的交流输出相电压峰值;

Im——交流输出相电流的峰值。

代入数值可以得出:L11＜652 μH。

当VSR工作在纯容性无功时，由式(2):

可得出:L11＜ 210 μH。

故，变流器侧的电感值必须小于210 μH。

给出单相滤波电路电路图，见图3，认为网侧电压中只有基波含量，则对于谐波分量为短路。

图3 LCL滤波单相电路图

式中:U(n)——变流器输出的n次谐波电压;

I(n)——电网要求的各次谐波电流的最大值;

ω——基波的角频率。

滤波电容CF1的取值，根据电压电流传感器的位置不同而不同。本文中电流传感器测量的是网侧变流器的电流，电压传感器测量的是交流滤波电容CF1上的电压值。

当变流器以单位功率因数并网时，变流器就相当于一个等效的电阻，则定义此时的阻抗为基准阻抗Zb，则有

电感L11还应满足式(3):

式中:E——网侧线电压峰值;

P——系统的额定功率。

由式(4)可得电容的容值。

令X21=ωL21，X11= ωL11，Xc=1/ωCF1，则从网侧看过去的等效电阻为

要保证网侧等效阻抗成电阻特性，必须要求X21Xc2+X21Xb2－XcXb2=0，由此可得电容的容值。一般利用变压器的漏感当作LCL滤波器的L21，而对于直驱并网变流器来说，其变压器的漏感已经是确定的了，因此不必再另行设计。

利用MATLAB仿真软件，对LCL滤波器的设计进行了仿真验证。利用傅里叶(FFT)分析，对网侧的一相电流进行分解，如图4所示，可以看到，谐波主要分布在开关频率fs1=2.1 kHz周围，THD=3.92%，满足并网的谐波要求。

图4 网侧电流谐波分析图

1.2 电机侧du/dt滤波器的设计

在风电应用中，变流器位于塔底，而发电机安装在塔顶，变流器驱动发电机定子需要较长的电缆线，把PWM驱动脉冲传输到发电机接线端。电机侧变流器输出为高频PWM波，由于长线电缆的分布特性，即存在漏电感和耦合电容，PWM输出的高频差模du/dt电压将在电机端造成电压反射，使得电机端出现过电压，最多可达到原值的两倍。反射过电压会破坏电机的绝缘，并使电机的共模du/dt电压加剧。

对于PWM变流器长线驱动电机在电机侧产生电压反射的问题，本文应用的解决办法就是减小输出的du/dt值，使脉冲上升的时间增加，这样也能减小电机侧的反射电压。一般采取RLC电路进行滤波，其结构如图5所示。

图5 du/dt滤波电路

根据电压反射理论可知，当tt＜tr/3时，线电压峰值为

式中:tt——逆变器输出脉冲传输到电机侧所需时间;

tr——输出脉冲上升时间;

N2——电机终端反射系数(跟线缆特征阻抗有关，约等于1);

v——脉冲传输速度;

l——线缆长度(假设线缆长度为90 m)。

将电机du/dt设计在800 V/μs，则可计算出tr=1.375 μs，Up=2 060 V。因此，电机端电压线电压峰值为2 060 V。由以上计算可知，电机侧变流器输出脉冲的上升时间须大于1.375 μs，一般IGBT的开关时间为100 ns，显然不能满足要求，会在电机端发生电压的全反射。利用RLC的谐振，来降低IGBT快速开关时的电压变化率，其中电阻R起阻尼作用。LC谐振周期一般设定如式(7)所示:

1.3 共模抑制电路设计

对于三相电压型PWM变流器，其输出的电压中包含正序分量、负序分量(差模电压)和零序分量(共模电压)。电机侧变流器输出为高频PWM波，其对电机的危害很大。电机定子中点的高频共模电压，通过定转子之间的气隙电容，在电机主轴上感应出轴电压，轴电压通过电机轴承放电，引起轴电流，使电机轴承出现凹坑提早损坏，影响电机寿命。此外，轴电流引起的EMI还将引起电流传感器的检测误差，影响控制。对于共模电压的抑制问题，已经有很多这方面的研究。首先从控制方法上:SPWM调制下的电机共模电压的谐波含量比SVPWM调制下的小，而SVPWM调制下的电机共模电压的基波分量比SPWM调制下的小。相对来说，SPWM调制下的共模电压的有效值比较小。其次，就是通过一些电路来抑制共模电压。例如采用有源滤波装置或者在电机侧加LRC滤波器，但是从变流器的成本及结构两

考虑谐振产生的过电压，需设置阻尼电阻，阻尼电阻越大，抑制过电压效果越好，还可以限制电容的电流脉冲峰值，但是过大的阻尼电阻也会降低du/dt的抑制效果，一般限制在临界电阻附近较好，电阻设定为方面考虑，这两种方法在工程实践中应用的比较少。本文利用传统的加Y电容的方法来抑制共模电压，考虑到Y电容如果用的太大，会产生比较大的漏电流，危及人身安全，因而每相支路上添加了一个8 μF的Y电容。

2 互馈试验

变流器是否满足直驱风力发电系统的要求，需要试验进行验证。一般风电变流器的试验主要分三个方面:互馈功率试验、电机对拖试验、风场试验。本文中，对所研制的1.5 MW直驱风电并网变流器样机进行了互馈功率试验。在进行电机对拖试验之前，一般采用机侧网侧变流器回馈能量的试验来检验变流器的性能状况，试验平台如图6所示。电网先经过变压器T1把380 V交流电变为10 kV交流电，再通过变压器T3把10 kV变为690 V，经过断路器S2接到机侧变流器，同样通过变压器T2把10 kV变为690 V，然后经过断路器S1接到网侧变流器。

图6 变流器回馈试验平台拓扑构

所谓背靠背功率试验，就是机侧变流器工作在整流状态，从电网吸收有功，并把功率传到直流侧，然后通过网侧变流器逆变，把直流侧功率逆变回电网，这样把机侧吸收的功率通过网侧又逆变回电网的试验叫做背靠背互馈功率试验。由于试验台变压器功率的限制原因，变流器无法做到满功率，在这里给出了变流器工作在1 MW时的波形图。网侧变流器电流流出为正方向，机侧变流器电流流入为正方向。如图7所示，中间直流电压UDC为1 100 V，电流Ia有效值857 A。由图7可看出，中间直流电压平稳，网侧电流波形较好，并且网侧电流Ia超前Ubc电压90°，为逆变工况，实现了把机侧传来的功率逆变到电网的功能。

图7 1 MW下网侧电压电流波形图

图8 1 MW下机侧电压电流波形图

图9 机侧交流电压波形图

如图8所示，Ubc为PWM脉冲，机侧电流波形较好，并且Ia超前Ubc电压90°，为整流工况，把发电机的功率输送到直流侧。图9为机侧PWM波形的上升沿，从图中可以看出:

基本满足本文所设计的du/dt滤波器的要求。总之，从图7～图9可看出，1.5 MW直驱风电并网变流器样机的性能基本满足了设计的要求。本文所提出的设计方案也得到了验证，该试验平台可继续深入研究。

3 结语

根据本文提出的设计方案，研制了1.5 MW直驱风力发电机组并网变流器样机，进行了互馈功率试验，由于试验条件的原因，只做到了1 MW。虽然目前双馈风机占的市场份额比较大，但是随着永磁材料价格下降、性能提高及新材料的出现，永磁直驱风机在高可靠性、各种功率、宽变速范围的发电系统中的应用将越来越广泛。

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