电动舵机双极性控制电流截止负反馈技术

张庆超，马瑞卿，相里康，王 伟

(西北工业大学，陕西西安710072)

0引 言

随着电传操纵系统的发展，电动舵机的应用越来越广泛。在小功率的电动舵机控制系统中，为提高系统的快速跟随性能，可省去速度和电流环，将系统设计为单一的位置闭环控制系统［1］，但电动舵机系统在过渡过程中电流冲击较大，仍需要加入必要的电流限制手段。此外，小功率系统一般还要求控制器体积要小。

为提高系统性能，现代电动舵机多采用微控制器实现数字控制，为实现电机的四象限运行，直流电动舵机常采用双极性控制［1］。本文分析了直流电机双极性控制下母线电流的特点，在此基础上，设计了一种基于采样电阻的电流检测电路，结合软件程序，实现电流数字采样，比采用霍尔电流传感器节省更多的硬件空间;为了限制系统在过渡过程中的电流冲击，针对双极性控制PWM信号发波特点，设计了软件电流截止负反馈算法，结合直流电动舵机双极性控制特点，将采样电阻及电流截止负反馈技术相结合，实现既能够减小控制器体积，又能够有效抑制过渡过程中电流冲击的双重目的。

1硬件设计

1．1母线电流与电枢电流关系分析

为使直流电动机能够实现四象限运行，保证舵机系统的快速响应，H桥功率电路的驱动方式一般采用双极性驱动方式，Q1、Q3的驱动信号同步，Q2、Q4的驱动信号同步，并与Q1、Q3驱动信号互补，电路拓扑如图1所示。

图1中，ia为直流电动机电枢电流，ibus为流过采样电阻Rs的母线电流。

图2、图3和图4分别为PWM的占空比大于50%、等于50%和小于50%时(PWM占空比以Q1、Q3的有效驱动信号为参考，下同)，母线电流ibus和电枢电流ia之间的关系。

图1 H桥主功率电路拓扑

图2 PWM占空比大于50%时，ibus与ia关系

分析图2～图4可知，在双极性控制方式下，母线电流ibus在任意的PWM占空比下都能够反映电枢电流ia幅值，但ibus是一个符号正负变化的交流信号，无法实时反映ia的方向。若能够通过调理电路提取ibus的绝对值|ibus|，便可利用母线电流实现电枢电流的幅值检测，而电流截止负反馈的目的就是用于限制电流峰值，不需要考虑电流方向，所以检测|ibus|完全适用于电流截止负反馈技术。

1．2电流检测电路设计

用采样电阻实现|ibus|检测的硬件电路如图5所示。为避免后级检测电路与功率电路之间互相影响，在检测电路与采样电阻之间设置一级由正向跟随电路构成的缓冲电路，用于实现信号隔离。

图5 电流采样电路

将采样电阻两端电压URs经过滤波放大后送入绝对值电路，最终输出代表|ibus|的电压信号Uibus。本系统中微控制器选用的是Microchip公司的16位数字信号控制器dsPICF4011，其自带10位AD转换模块，模拟端口输入电压0～5 V，故在将Uibus送入AD端口之前，设置一个二阶滤波电路用于防止信号混叠干扰［2］，另外设置由低导通压降二极管D100与D101构成的限幅电路，防止AD输入端口电压超过0～5 V的安全电压范围。

1．3采样电阻的选择

使用采样电阻检测母线电流会给电机电枢电压带来额外的压降，且对于选定的采样电阻，电流越大，压降越大;对于采样电阻，流过电流还会产生热损耗，故对于采样电阻的功率也有一定的限制。

采样电阻的选择需要兼顾其压降和功率损耗，假设电路允许的最大压降为ΔU，而电阻允许的最大平均使用功率为PRs，那么采样电阻的选择需要满足下式的约束条件。

其中，ibus_avg为|ibus|的平均值。

对于一般的电动舵机控制系统，△U最大不要超过0．5 V，考虑到采样电阻的体积及功率范围，PRs的最大值一般不要超过8 W，根据所选系统电机的工作电流，结合式(1)，即可选定采样电阻的阻值及功率等级。

由式(1)也可以看出，采样电阻越小，适用的电流范围越大，但是为了保证一定的检测精度，采样电阻最好不要小于0．01 Ω。由此计算可知，此方法适用于平均工作电流28 A及以下的驱动系统。

本文试验用直流电动舵机额定电流为7．5 A，额定电压28 V，绕组电阻为0．5 Ω，起动电流理论峰值为56 A，考虑到PRs为平均功率损耗，并为电流截止负反馈限制的峰值电流留有足够的裕量，选择0．05 Ω/6 W 的采样电阻。

2算法设计

单位置闭环直流电动舵机双极性控制下电流截止负反馈算法结构框图如图6所示。其中f(ek)为位置闭环控制算法，uk为f(ek)经过限幅后的输出值，uif电流采样值Uibus与电流截止参考阈值Ucom的差值，us为经过限幅后代表PWM占空比的输出量。

图6 电流截止负反馈算法结构图

2．1电流采样程序设计

由图2～图4可以看出，经过采样电阻的母线电流ibus信号在PWM信号边沿会发生突变。若将电流的采样点设置在PWM信号边沿，会由于电流信号突变而带来尖峰干扰，令采样值不够准确;若将电流采样点设置在PWM信号的两个边沿的中间点处，便可获得比较准确的电流采样值。

当PWM占空比较小时，例如3%，此时PWM信号的开通时间ton较短，不利于电流信号的稳定采样，而PWM信号的关断时间toff相对较长，同时因为是双极性控制，对于Q1、Q3的toff时段，就是Q2、Q4的ton时段，在此时段的中期采样仍然可以获得准确的|ibus|幅值，故对于双极性控制方式，电流采样算法如下:

式中:Duty为PWM信号占空比，tAD为AD采样时刻，PWM信号占空比、开通时间 ton及关断时间 toff以Q1、Q3的有效驱动占空比为参考。

2．2电流截止负反馈算法

电动舵机常工作在频繁的起动、制动及频繁正/反转过渡状态，为了避免电机在过渡过程中电流冲击过大，在系统闭环算法后级应设置电流截止负反馈环节［3-4］，电流截止负反馈算法及其结构设置如图6所示。

双极性控制电流截止负反馈算法如下:

式中:Kc为电流截止负反馈反馈增益;uk为位置闭环算法当前输出占空比计算值;uif为电流截止负反馈值，uif=Kc(Uibus-Ucom);us为限幅后的系统最终输出占空比计算值。

在式(3)所示的算法中，当电流采样信号Uibus大于保护阈值Ucom时，通过高增益的电流负反馈，减小双极性模式输出的等效PWM占空比，以限制系统峰值电流，保护系统安全运行;当采样电流小于保护阈值Ucom时，不引入电流截止负反馈，系统正常运行，处于单位置闭环控制状态。

3实验与分析

试验样机采用额定电压28 V、额定电流7．5 A的180 W直流电动舵机，采用双极性控制，采样电阻采用0．05 Ω/6 W精密电阻，|ibus|电流检测回路反馈系数为0．05。在图7、图8和图9中，曲线1为本文设计的|ibus|检测电路测得的|ibus|波形曲线，曲线2用霍尔电流传感器检测的ia波形曲线，霍尔电流传感器零位输出信号偏置为2．5 V。

图7 |ibus|与ia检测波形

图8为电机在正/反转信号控制下，满占空比切换运行时|ibus|与 ia的检测波形，图9(a)为由反转切换到正转的过渡过程中电流检测信号的局部放大图，图9(b)为由正转切换到反转的过渡过程中电流检测信号的局部放大图。试验设置电流截止值为20 A，图中电流检测信号为1．05 V左右，由电流反馈系数0．05可以计算得出，实际电流截止值为21 A，波形显示，本文设计的用于双极性控制的电流截止负反馈方法能够有效抑制电机过渡过程中的电流冲击，保护电路安全。

图8 |电流截止负反馈|ibus|与ia实测波形

图9 电流截止负反馈电流波形局部放大图

4结 语

本文研究了双极性控制电流截止负反馈技术，只需要采样电流的幅值大小，不需要得知电流方向;电流截止负反馈算法通过软件实现，适用于数字电动舵机系统过渡过程的电流限幅控制，实验证明，该方法能够有效限制过渡过程中的电流冲击，但并不能精确的控制电流，理论限幅值与实际限幅值之间存在一定的误差;该方法不改变双极性控制方式，不影响直流电动舵机的四象限运行，适用于小功率单位置闭环数字直流电动舵机系统;电流采样硬件电路利用采样电阻与运算放大器实现，能够充分节省电路体积，适用于平均工作电流30 A及以下的驱动系统。

［1］ 陈伯时．电力拖动自动控制系统:运动控制系统［M］．第3版．北京:机械工业出版社，2003．

［2］ 石朝林．dsPIC数字信号控制器入门与实践:入门篇［M］．北京:北京航空航天大学出版社，2009．

［3］ 马瑞卿，刘卫国，韩英桃．电流截止负反馈无刷直流电动机可逆调速系统［J］．微电机，2005，38(1):41-44．

［4］ 王灿，马瑞卿，谭博，等．直流电动舵机伺服作动系统研制［J］．微特电机，2008，36(10):25-27，54．