IGCT的状态检测与逻辑控制

谢路耀 金新民 童亦斌 吴学智

（北京交通大学新能源研究所 北京 100044）

1 引言

门极换流晶闸管 GCT(gate commutated thyristor)于1996年由ABB半导体公司研制成功，是一种从门极可关断晶闸管GTO（gate turn-off thyristor）发展而来的大功率半导体开关器件[1-3]。GCT与 GTO的根本区别在于其驱动原理的不同，得益于“硬驱动”技术，GCT的电流能力、开关速度相对 GTO大大提高，且无需GTO复杂的吸收回路，使其迅速取代GTO成为中压大功率场合的首选器件，被广泛应用于交流传动、风力发电变流器和静止同步补偿器（STATCOM）等领域[4-6]。

国内外对IGCT器件的基础研究，多集中在“硬驱动”技术上，旨在提高IGCT的电流关断能力，具体从两个方面展开：一是优化GCT芯片的掺杂与并联胞元的排布，均衡芯片的关断功率密度分布[7,8]；二是选取薄膜电容，增加器件并联数以及优化PCB器件排布[9,10]，甚至把驱动回路就近集成于GCT管壳之内[11]，以降低驱动回路阻抗，提高门极换流能力。

“硬驱动”技术的不断发展，使得GCT的关断能力持续提高，但是，要保证 IGCT的安全稳定运行，仅有可靠的关断性能是远远不够的。在变流装置中，IGCT通常与续流二极管配套使用，二极管的续流导通状态、正向恢复和反向恢复都会对GCT的正常工作产生很大影响，特别是在三电平电路中，随着换流复杂程度的提高，情况显得更为恶劣。目前仅有为数不多的文献对这些特殊工况进行了细致分析，其中文献[12]的分析仅限于两电平变流器，工况也局限于其对GCT关断过程的影响，分析尚不够深入。

本文以三电平电路为例，将从 IGCT的基本结构与驱动原理出发，对 IGCT运行过程中可能面临的工况进行全面细致地分析，根据GCT门、阴极电位在不同工况下呈现特定电平的重要特性，着重论述门极驱动单元应该如何检测并应对个别特殊工况，涉及状态反馈、维持电流限幅和重触发等多个方面。

2 IGCT的工作原理

2.1 GCT的基本结构

图1所示的GCT的硅片呈圆饼状，由成千个具有“PNPN”四层三结结构的GCT胞元并联构成，施加在GCT外壳上的压力，使胞元与电极间具有良好的导热与导电连接。GCT并联胞元的阴极疏条呈同心圆排布在硅片上，阳极和门极共用，其中门极由硅片中间的一个门极接触环引出。GCT在硅片结构上与GTO的关键区别有两点：一是采用了“透明阳极”技术，在降低拖尾电流与关断损耗的同时，降低了门极触发电流与维持电流，减少了门极驱动功耗；二是采用了“缓冲层”技术，增强了硅片的耐受电压能力，大大降低了硅片的厚度，降低了通态与开关损耗[13,14]。

图1 GCT的结构Fig.1 The structure of GCT

2.2 GCT的驱动原理

为了便于分析，GCT的驱动原理常采用图2所示的双晶体管等效模型进行分析[15]。在正向偏置下，GCT的阳极电流IA可由下式给出：

式中，ICBO1、ICBO2为V1、V2的集电极-基极反向漏电流；αp、αn为V1、V2的共基极电流放大倍数；G为环路增益。

图2 GCT的双晶体管等效模型Fig.2 Two-transistor model of GCT

当门极电流G0I ≈ ，αp与αn都很小，式（1）的分母约等于 1，IA仅比两个晶体管的漏电流之和略大，此时的GCT处于阻断状态。

从 GCT门极注入的正向驱动电流可以使 G增大到接近于 1，此时的 IA趋向于无穷。V1和 V2进入相互正反馈的状态，GCT从截止变为导通。GCT导通后，为防止阳极电流低于GCT的擎柱电流而自然关断，驱动电路仍将提供数安培的门极维持电流。

GCT最具特点的是其借助集成门极电路实现的“门极换流”关断过程：施加在门阴极的负偏置电压VGK使V2因基极负偏置而截止，迫使GCT的阳极电流换流至门极驱动电路继续流通。由于 V2已经截止，GCT随即在 V1基极开路的状态下完成对阳极电流的关断，VAK逐渐建立，GCT进入截止状态。

3 NPC三电平电路中GCT的工作状态

三电平电路有三个电平输出状态：V1、V2管导通为P状态，输出+Vdc/2；V2、V3导通为O状态，输出为零电平；V3、V4导通为N状态，输出－Vdc/2。电平状态P-O间转换与N-O间转换的工况是完全对称的，因此只需要列出P-O间转换的所有工况。根据图3，可以归纳出GCT可能出现的所有不同工作状态为：①IL＞0，1100→0100：V1关断正向电流；②IL＞0，0100→1100：V1开通正向电流；③IL＜0，0100→1100：V1在反并联二极管续流时导通；④IL＜0，1100→0100：V1在反并联二极管续流时关断；⑤IL＜0，0110→0100：V1在关断状态承受二极管正向恢复电压；⑥IL＜0，0110→0100：V2在导通状态承受二极管正向恢复电压；⑦IL＜0→IL＞0，1100：V1、V2的电流从反并联二极管换流至GCT，但 di/dt较小。⑧IL＜0，0100→0110：V3导通，VD1、VD2反向恢复，由于 VD1反向恢复后将承受 Vdc/2反压，而 VD2反向恢复后仍旧承受零电压，造成VD1的反向恢复峰值电流大于 IVD2，VD1的部分反向恢复电流通过 V2正向导通，且 di/dt较大（约数百安培/纳秒）。

图3 NPC三电平变流器中GCT的工作状态Fig.3 GCT’s working conditions in NPC three-level converter

4 不同工况下GCT门阴极电位的变化与逻辑控制要求

为了便于分析，可以将GCT的“四层三结”结构等效成三个二级管，其与反并联二极管的等效电路如图4所示。根据等效电路，可以对上文列举的八种不同工况进行展开分析。

图4 IGCT的等效电路Fig.4 IGCT’s equivalent circuit

4.1 GCT关断正向电流

如图5a所示，实施关断动作前GCT导通正向的负载电流IL，门极驱动单元只提供一个数安培的维持电流IG，图中的RT与LT分别为GCT芯片的门阴极电阻与门阴极电感，此状态VGK的电压可以表示为

图5 GCT关断正向电流的暂态过程Fig.5 Transient process of GCT turnoff forward current

GCT实施换流关断的等效电路如图 5b所示，门极驱动单元通过MOS管VO与电容COFF给门、阴极施加关断所需的反向电压，COFF上的储能 VCOFF为20V，为了实现GCT的“硬关断”，VO与COFF必须是大量器件的并联以降低门阴极回路的阻抗[9]。这里用RG与LG表示门极驱动单元的门阴极电阻与门阴极电感。实施关断动作时，VO导通，COFF上的电压投入后将造成两个影响：①造成VD2反偏截止，使负载电流IL在1μs内换流至门极驱动单元；②由于 GCT内部剩余载流子的存在，VD3反向仍旧导通，COFF上的电压将促使VD1正向导通，产生一个环流IVD1。IVD1与IL一起构成GCT的阳极电流IA，流过门极驱动单元，且随着VD3中剩余载流子的抽取迅速减小至零，最终VD3承受关断电压完成GCT的关断。整个过程VGK的电压可以表示为

由于环流IVD1相对于上千安培的IL可以忽略，对 VGK的影响极小，也可以将式（3）中的 IA替换为 IL。由式（3）得到，随着阳极电流 IA的迅速减小至零，VGK的值将最终稳定在-VCOFF。总结 GCT关断正向电流的过程就是VGK从式（2）的压降逐渐跌落至-VCOFF的过程。

4.2 GCT导通正向电流

由图6a所示，GCT导通前，GCT处于关断状态，VGK=-VCOFF。GCT强触发导通的过程如图 6b所示。为了使GCT的全部疏条能够快速均匀导通，耐受导通时高达 1kA/μs的阳极电流变化率，GCT需要一个幅值与上升率很大的门极强触发电流IG，文献[15]中的强触发电流 IG在 100ns内达到幅值180A，且在 20μs时间内线性衰减至零。随着强触发电流流过VD2，GCT迅速进入正反馈导通状态，阳极电流迅速上升。VGK的值可以表示为

图6 GCT开通正向电流的暂态过程Fig.6 Transient process of GCT turnon forward current

虽然 GCT芯片的门阴极由成千个阴极疏条并联构成，门阴极阻抗很小，但由式（4）看到，由于门极电流特别是负载电流的幅值和上升率都极大，VGK将远大于 VD2的正向压降，但随着阳极电流逐渐稳定，VGK最终将稳定在式（2）的状态。总结GCT导通正向电流的过程就是 VGK从－VCOFF迅速上升至式（4），并最终稳定在式（2）的过程。

4.3 GCT在反并联二极管续流时开通

初始状态如图 7a所示，为二极管续流时 GCT的关断状态，VGK的值与图6a的情况一致，其VGK=-VCOFF。二极管续流时 GCT的强触发导通过程如图7b所示，GCT的透明阳极结构使VD4几乎不能承受反向电压，而强开通过程中VD4上的反压约为VD1正向压降与VGK之和，将造成VD4的反向击穿。击穿后，强触发电流（IG≈180A）将分成两部分：一部分IVD2仍通过VD2流通，另一部分IA通过VD3、VD4从GCT阳极流通。VGK的值可以表示为

图7 GCT在反并联二极管续流时开通的暂态过程Fig.7 Transient process of GCT turnon when anti-parallel diode is conducting.

式（5）中IG-IA仅为强触发电流的一部分，远不及式（4）中IG+IA的大小，因此其VGK≈VVD2。在强触发之后，IG将转为数安培的维持电流，但VD1的正向压降VVD1仍将造成VD4反向击穿，并使VD2反偏截止，使得IG全部通过GCT的阳极逆向流通，如图8a所示。这种工况下，在VGK≈-VVD1的作用下，门极驱动单元的维持电流将持续上升，等效于负载电流IL趋向于从门极驱动单元与GCT的阳极流通，一方面造成门极驱动单元过流损坏；另一方面造成GCT内部的损耗增大。因此当检测到VGK反压时，必须对维持电流加以限制。总结GCT在反并联二极管续流时导通的过程就是 VGK从-VCOFF迅速上升至VVD2，并最终稳定在-VVD1的过程，且驱动板必须具备VGK反压时维持电流的抑制能力。

4.4 GCT在反并联二极管续流时关断

初始状态时，GCT处于二极管续流时的导通状态，如图 8a所示。根据前文分析，此时门极电流IG从阳极流通，门极驱动单元需要进行门极电流限流，VGK≈-VVD1。二极管续流时GCT的关断过程如图8b所示。关断时，VO导通，由于GCT内部剩余载流子的存在，VD3反向仍旧导通，VCOFF=20V将加载在GCT与VD1的串联环路中，促使VD3反向恢复，产生反向恢复电流IA，IA也将引起VD1电流的上升。VGK的值可以表示为

图8 GCT在反并联二极管续流时关断的暂态过程Fig.8 Transient process of GCT turnoff when anti-parallel diode is conducting

VD3的反向恢复电流IA很小，由于门极驱动单元阻抗极低，从式（6）得到VGK≈-VCOFF。总结GCT在反并联二极管续流时关断的过程就是 VGK从-VVD1变化至-VCOFF的过程。

4.5 GCT在关断状态承受二极管的正向恢复电压

图 9a所示的 GCT处于关断状态时，VGK=-VCOFF。若此时二极管发生正向恢复，如图9b所示。VD1的正向恢复电压可能达到数百伏，将造成VD2与VD4的反向击穿，此时，部分负载电流将从门极驱动单元和 VD2流过，经过 GCT的阳极流出。整个正向恢复过程只持续数微秒，GCT芯片与门极驱动单元的关断回路都可以重复耐受瞬时的大电流冲击，因此对IGCT不会造成危害。总结GCT在关断时承受反并联二级管正向恢复的过程就是 VGK在-VCOFF承受 VD2的反向击穿电压（-20～-25V）扰动的过程。

图9 GCT在关断状态承受二极管的正向恢复电压的暂态过程Fig.9 Transient process of GCT is off state when anti-parallel diode forward recovers

4.6 GCT在导通状态承受二极管的正向恢复电压

图 10a所示的初始状态时，VD2流过正向的维持电流IG，VGK≈VVD2。当VD1发生正向恢复时（见图 10b），其正向恢复电压可能造成 VD2与 VD4的反向击穿。此时，部分负载电流IA将从VD2与门极驱动单元流过，经过GCT的阳极流出，与图9b的情况不同，维持电流产生电路一般不具备耐受大电流冲击的能力，因此必须在这种工况下抑制IG的升高。此外，在反并联二极管正向恢复的瞬间，实际GCT处于开通状态，但VGK将承受VD2的反向击穿电压（-20～-25V），表现和 GCT的关断状态完全一样，门极驱动单元的检测回路必须做好必要的滤波措施，以防止误报故障。总结GCT在导通状态承受二极管正向恢复电压的过程就是VGK从VVD2承受VD2的反向击穿电压（-20～-25V）扰动到最终稳定在－VVD1的过程，对门极驱动单元来说，一是状态检测回路要做好滤波，二是维持电流产生电路必须具备耐受瞬时冲击电压和抑制IG上升的能力。

图10 GCT在导通状态承受二极管正向恢复电压的暂态过程Fig.10 Transient process of GCT is on state and anti-parallel diode forward recovers

4.7 电流由二极管换流至GCT且di/dt较小

初始状态时，GCT处于二极管续流时的导通状态，如图11a所示，此时门极电流IG从阳极流通，门极驱动单元需要进行门极电流限流，在图11b中，当负载电流IL自然过零时，VVD1过零，VD2不再反偏，维持电流IG将重新流过VD2，促使VD2重新转为正向偏置。由于维持电流IG很小，此时的GCT只有部分胞元参与导通电流，处于一种不完全触发导通的状态，若GCT重新流过正向电流，预先导通的这部分阴极疏条将承受过大的电流密度而烧毁。因此，当门极驱动单元检测到VD2由反偏置转为正偏置后，必须自发地发出一个上百安培的门极强触发电流将GCT重新触发导通，这个过程通常被称为GCT的内部重触发。总结电流由二极管换流至 GCT的过程，就是 VGK从－VVD1转为 VVD2的过程，门极驱动单元需要进行内部重触发。

图11 电流由二极管换流至GCT的暂态过程Fig.11 Transient process of current commutated from diode to GCT

4.8 电流由二极管换流至GCT且di/dt较大（数百安/微秒）

此工况仍可以用图11来说明，与4.7中讨论的情况所不同的是，由于IL的di/dt很高，内部重触发还来不及发出，GCT内部已经导通了相当大的阳极电流，GCT仍旧十分容易烧毁。因此，上位机必须提前考虑到这种工况的发生，预先给门极驱动单元一个信号，通知门极驱动单元进行重触发，这个过程通常被称为GCT的外部重触发。

4.9 各工况概括

对上述不同工况进行概括总结，对应的门阴极电位与门极驱动电路的逻辑控制要求总结见表1。从表1看出，GCT关断状态的判断十分简单也无特殊逻辑控制要求，只要VGK＜-16V就可以认为GCT处于关断状态，超出阈值范围的可认为关断出错。GCT导通状态的门阴极电位与逻辑控制则比较复杂，需根据门阴极的偏置情况进行分情况判断：VGK＞0.6V可认为门阴极正偏置，反之为门阴极反偏置；若VGK＜-16V则可认为导通出错。

表1 不同工况对应的门阴极电位与驱动电路逻辑控制要求Tab.1 Gate-cathode voltage and logical control requests corresponding to different working conditions

5 门极驱动单元状态检测电路的设计

针对4kA/4.5kV系列不对称型GCT设计了门极驱动单元[15]，其功能框图如图 12所示。门极驱动单元以高速反熔丝型可编程逻辑器件 FPGA为核心，通过光纤接收上位机的开关和外部重触发命令并进行故障反馈，驱动电路同时具备四路LED指示工作状态，可以对驱动板内部电源状态、门阴极偏置情况、GCT导通关断状态和故障情况进行分别输出。

图12 门极驱动单元功能框图Fig.12 Block diagram of the gate unit

图13所示的门极驱动单元的状态检测功能由两个比较电路完成：①VGK＜-16V时，Gate OFF=0表示 GCT处于关断状态；VGK＞-16V时，Gate OFF=1，表示GCT处于导通状态。②VGK＞0.6V时，Gate On=1表示GCT的门阴极正向偏置；VGK＜0.6V时，Gate On=0表示GCT的门阴极反向偏置。两路信号送往FPGA，其状态检测与逻辑控制见表2。特别需要注意的是，为了防止上文工况 4.6节中描述的二极管正向恢复引起的故障误报，Gate OFF信号进行了5μs的数字滤波。图14为所设计的门极驱动单元的维持电流发生电路，对门极电流的限流采用了两种手段：①对Rs上的电压进行采样，当维持电流过流时，传输过流信号给FPGA封锁V3的脉冲；②采用了门极电流耗散电路，若检测到GK电压反偏置，则断开V4使门极电流耗散在电阻R1、R2上。

图13 门极驱动单元的状态检测电路Fig.13 Gate unit’s status detection circuit

表2 GCT的工作状态检测逻辑Tab.2 the logic status detection of GCT

图14 门极驱动单元的维持电流发生电路Fig.14 Gate unit’s back-porch current generation circuit

6 实验验证

图15 三电平功率模块实验电路Fig.15 Three-level power building block test circuit

图16 GCT关断正向电流Fig.16 GCT turnoff forward current

图17 GCT导通正向电流Fig.17 GCT turnon forward current

图18 GCT在反并联二极管续流时导通Fig.18 GCT turnon when anti-parallel diode is conducting

图19 GCT在反并联二极管续流时关断Fig.19 GCT turnoff when anti-parallel diode is conducting

图20 GCT在关断状态承受二极管的正向恢复电压Fig.20 GCT is off state when anti-parallel diode forward recovery.

图21 GCT在导通状态承受二极管的正向恢复电压Fig.21 GCT is on state when anti-parallel diode forward recovery

图22 电流由二极管换流至GCT且di/dt＞200A/μsFig.22 Current commutated from diode to GCT and di/dt＞200A/μs

为了验证理论分析的正确性与所研制的门极驱动单元的性能，本文列举的工况在一个自主研发的3MW/3kV IGCT三电平功率模块上进行了实验验证，实验电路如图15所示。图16～图22为实验得到的波形图，各工况下的实际换流暂态过程与本文的理论分析相符，Gate OFF与Gate ON两个信号很好地反映了GCT的工作状态，门极驱动单元能够针对各个特殊工况做出维持电流限流和重触发等必要的逻辑控制，实验结果表明了所研制的门极驱动单元具有优良的性能。此外，图22a的实验还可以发现，在 di/dt＞200A/μs的工况下，仅依靠门极驱动单元的内部重触发并没有引起 GCT的损毁，但从GCT电压的上升推测，部分阴极疏条已经承受了过大的功率密度，在负载电流升高、di/dt升高或进行持续脉冲冲击时，难保IGCT的安全。对比图22b，加入外部重触发可以有效避免 IGCT电压的上升，防止过大功率密度的冲击对IGCT的威胁。

7 结论

本文从 IGCT的芯片结构与驱动原理出发，结合三电平电路的换流过程，对反并联二极管导通、正向恢复和反向恢复下 IGCT的工作状态进行了深入分析，根据各个特殊工况下GCT门阴极电位的变化机理与可靠运行要求，得出以下结论：

（1）IGCT关断时，门极驱动单元与反并联二极管构成回路，将造成关断电流的略微上升，但此现象对驱动电路的状态检测与逻辑控制并无影响。

（2）IGCT处于导通状态，二极管正向压降将引起门极电流从阳极流通并持续上升，引起 GCT损耗增大与门极驱动过流，门极驱动单元必须对门极电流进行抑制。

（3）门极驱动单元的维持电流发生电路必须能够耐受二极管的正向恢复冲击，必须对 IGCT导通状态时，二极管正向恢复造成的状态检测信号跳变进行滤波，防止误报故障。

（4）IGCT导通状态，当负载电流从二极管换流至GCT，GCT可能由于部分疏条承受过大功率密度损毁，门极驱动单元应分情况进行重触发控制：若换流di/dt较小，由门极驱动单元自发检测进行内部重触发；若换流di/dt过大，还必须由上级控制单元预先通知门极驱动单元进行外部重触发。

（5）根据各个工况下门阴极电位的变化，依靠两个比较电路检测门阴极电位即可对 IGCT的所有工况进行判断，并据此做出相应的逻辑控制。

（6）本文中自主研发的门极驱动单元，通过三电平功率模块的实测，可以达到三电平运行各工况的要求，具有优良性能。

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