基站功率放大器的设计与仿真

刘 平，崔庆虎，任晓敏

(郑州大学信息工程学院，河南 郑州 450001)

随着无线通信事业的快速发展，使用无线通信的用户逐渐增多，用户对通信质量的要求也越来越高，而基站功率放大器作为基站的重要组成部分，直接影响着无线网络的通信质量。其输出功率决定了通信距离的长短，有效覆盖面积的大小等;其效率大小影响着电池的消耗程度和使用时间［1］。

在功率放大模块的设计中，阻抗匹配网络不合适将电路输出功率减小、效率降低和非线性失真加大。小信号放大器设计中，可以使用输入共轭匹配和输出共轭匹配等方法。但是，在大信号工作时，由于进入非线性区，功率管的最佳负载阻抗会随着输入信号的增加而改变。因而，在小信号情况下设计的输入共轭匹配和输出共轭匹配就变得不再匹配。因此，小信号放大器设计的一些方法和准则对于功率放大器设计就不再适用。本文采用负载牵引法来进行输入输出匹配电路的设计。其原理是放大器在给定的一个大信号电平激励下，连续改变负载的情况下来绘制等输出功率曲线，帮助找到最大输出功率时的最佳负载值［2］。

本文使用了Aglient公司的ADS仿真软件，运用负载牵引法设计仿真并且设计了一款基站射频功率放大器，采用Freescale半导体的LDMOS晶体管MRF282S。

设计参数为:频率2 GHz;输出功率6.5 W;输出效率＞35%;三阶交调系数IMD3＜－26 dBc。

1 功率放大器的理论基础和重要指标

功率放大器的任务是放大高频信号至需要的功率使得接收机可以收到所需要的信号，所以它对于输出功率和输出效率具有较高要求，要求输出功率尽可能大，输出效率尽可能高［3］。另外，对于任何的功率放大器，它都必须稳定地工作在频段内。而这些都与源阻抗和负载阻抗的选择息息相关。以下是它的3个重要指标:

1)输出效率

通常采用功率附加效率(PAE)来表示

2)增益

功率增益，它定义为负载处的输出功率和放大器的输入功率之比

一般基站功率放大器的增益为6 dB以上。

3)互调失真

互调失真是两个或多个输入信号同时经过放大器而产生的混合分量，它也是由于功率放大器的非线性造成的，大小由交调系数来表示。其中三阶交调分量与基波信号频率非常接近，所以要着重考虑三阶交调系数IMD3，它定义为输出功率的三阶互调分量与基波分量之比［4］。

2 设计过程

设计采用了Freescale半导体的LDMOS晶体管MRF282S，该晶体管为N沟道增强型横向MOSFET，主要工作在A类和AB类PCN和PCS基站，最高工作频率可以达到2600 MHz，适合于设计FM、TDMA、CDMA和多载波放大器的设计。另外，选择LDMOS功放管是因为其具有增益大、输出功率高、线性度良好、低成本、高可靠性等优点，非常适合用来设计基站功放［5］。

2.1 确定静态工作点

静态工作点的选择可以决定放大器的工作状态。首先选择“FET_curve_tracer”模板，然后放入飞思卡尔元件模型，选择“MRF282S”，在ADS中建立直流扫描电路模型。运行电路，得到图1的直流特性曲线。

仿真得到的静态工作点即是图1中的m1点，VDS=26 V，IDS=0.067 A，从仿真结果中得到了栅极电压VGS=4 V，这与datasheet中给出的静态工作点非常相近。并且从斜线可以看出此时功放工作在AB类工作状态［6］，这样就确定了晶体管的静态工作点。

2.2 稳定性分析和偏置电路

要使放大器在工作频段内长时间地可靠工作，必须使其在工作的频段范围内稳定。绝对稳定条件是根据放大器的稳定因子来判定的［7］，计算公式为

直接仿真根据静态工作点设计的电路图发现其稳定因子小于1，这时放大器不能稳定工作。为了实现其绝对稳定，本文将一个电阻和电容并联在输入端来作为稳定措施，得到如图2的电路图。该措施会导致功率传输损失，但是它结构简单，易于实现，稳定效果好。仿真结果图3显示，该措施提高了放大器的稳定性，实现了其在工作频段的绝对稳定。

2.3 负载牵引法匹配

负载牵引法的原理是首先给放大器一个大信号激励，在合适的计算范围内不断改变负载阻抗，绘制出每一个负载值的等输出功率曲线，然后就可以寻找到最大输出功率时的最佳的负载值。图4和图5分别是负载牵引法的仿真原理图以及仿真结果。

图4 负载牵引仿真原理图(截图)

图5 负载牵引结果(截图)

图5给出了实现功率放大器最大功率附加效率时的负载值m1和最大输出功率时的负载值m2。这里选择impendance=m2=1.417+j0.304 作为输出阻抗，以便达到最大输出功率。

在得到最佳负载值之后，在Smith元图上进行阻抗匹配。本文采用的方法是使用几段串联的传输线以及间隔配置的并联电容组成匹配网络来进行匹配。这种结构在实用中很常见，因为改变电容的值以及电容在传输线上的位置可以得到非常宽的电路参数调整范围，从而在电路完成加工后也能进行调整电路参数。在这里采用了相同宽度的传输线，就可以降低实际调整工作的难度。使用Smith元图生成了如图6所示的输出匹配电路。

图6 输出匹配电路(截图)

输入匹配电路的生成过程与输出匹配电路一样。首先将输出匹配电路添加到主电路后，然后同理得到最佳的源阻抗，再利用Smith元图的匹配，最终得到图7的输入匹配电路。

图7 输入匹配电路(截图)

得到输入输出匹配电路之后就可以进行整个电路图的搭建了。经过优化元件值或电路结构，最终得到的功率放大器如图8所示，仿真结果如图9所示。

通过最终的仿真结果图可知，在工作频率为2 GHz，输入功率为32 dBm时，输出附加效率达到最高的39.085%，输出功率为38.295 dBm，即达到了6.5 W的输出功率。图10为基站功放的三阶互调失真，可以看到当输入功率为32 dBm时，IMD3= －29.035，满足了设计指标的要求。

图10 三阶交调失真仿真结果(截图)

通过与有关MRF282S的特性曲线和仿真结果相比较，仿真结果和实际中的测量结果相一致，但是稍微有一些差别，这主要是由于仿真模型与实际中的不完全相同，并且实际中的器件表现不稳定也是造成差别的原因。

3 结论

本文针对基站通信质量不能达到预期效果的问题，采用了负载牵引的方法，利用ADS仿真软件设计并仿真了一款符合实际要求的基站功率放大器。不但提高了基站的通信质量，扩大了基站有效覆盖范围，而且缩短功率放大器的产品研发周期，降低了生产成本。文中给出了设计的电路图和仿真后的结果，与实际测量结果对比可以看出，利用负载牵引法进行基站功放的设计，是一种非常有效实用的方法，能迅速改善基站通信和覆盖质量，降低经济成本。

［1］徐兴福.ADS2008射频电路设计与仿真实例［M］.北京:电子工业出版社，2009:192.

［2］DOO S J，ROBLIN P，BALASUBRAMANIAN V，et al.Pulsed active load－pull measurements for the design of high－efficiency class－B RF power amplifiers with GaN HEMTs［J］.IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，2009，57(4):881－889.

［3］GOLIO Mike.射频与微波手册［M］.孙龙祥，译.北京:国防工业出版社，2006:480－482.

［4］GREBENNIKOV Andrei.射频与微波功率放大器设计［M］.张玉兴，赵宏飞，译.北京:电子工业出版社，2006:160－165.

［5］NEMATI H M，FAGER C，THORSELL M，et al.High－efficiency LDMOS power－amplifier design at 1 GHz using an optimized transistor model［J］.IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，2009，57(7):1647－1654.

［6］刘军.VHF 1.6kW全固态功率放大器功率合成链分析［J］.电视技术，2003，27(9):74－75.

［7］金彦亮，张珠明，林浩杰，等.L波段微波功率放大器的设计［J］.电视技术，2009，33(S1):81－83.