开关电容PWM DC-DC电压调节模块

曹文静 金 科 Ming Xu F C Lee

（1.南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016 2.美国弗吉尼亚理工大学电力电子研究中心 布莱克斯堡 24061）

1 引言

随着信息产业的快速发展，高效率高动态特性负载点（Point ofLoad，POL）变换器得到了越来越多的应用。给CPU供电的电压调节器（Voltage Regulators，VR）是一种特殊的POL变换器，新一代计算机微处理器发展的趋势是低压大电流。工作电压低至1V，工作电流高达130A，并且对动态性能有更高的要求(di/dt=2A/ns）。一些服务器中使用的微处理器甚至需要170A的电流。这就要求VR具有更高的效率，更稳定的输出电压，以及更快的动态响应速度[1-3]。

目前绝大部分VR采用的拓扑是多相交错Buck变换器。为了满足CPU对动态性能越来越高的要求，如果保持开关频率不变，那输出滤波电容将大大增加，而输出滤波电容的增加，不但增加了成本还降低了功率密度；如果提高开关频率，输出滤波电容可以减少，这样成本降低，功率密度得到提高。但是，当开关频率升高时，虽然导通损耗变化不大，但开关损耗和同步整流管体二极管的损耗会增加，从而导致效率降低[4-8]。

文献[9,10]提出了自驱动ZVS非隔离全桥DC-DC变换器，它与传统两相Buck变换器相比，具有以下优点：①功率管的零电压开关；②消除了SR驱动器，减小驱动损耗；③不需要调节死区时间，减小了SR的体二极管导通损耗；④增大占空比，减小了主开关管关断损耗和体二极管的反向恢复损耗。然而，该变换器具有以下缺点：①必须两相工作，轻载时环流损耗大；②变压器漏感对效率影响大，不能采用分立式变压器，限制了变换器在VR场合的应用；③结构相对复杂，灵活性较差。

为了解决以上缺点，本文将原变换器拆分成两个可以独立工作的单相变换器，该变换器一个模态工作在开关电容模态；另一个模态工作在PWM调压模态，在保留了开关电容变换器动态响应快的优点的同时，通过调节占空比调节输出电压。本文在分析工作原理和自驱动方式的基础上，搭建了一台四相700kHz 1.2V/130A VRM原理样机，验证了理论分析的正确性。

2 变换器推导

自驱动ZVS非隔离全桥DC-DC变换器可以解耦成两个对称的部分，从而得到两个独立的单相变换器，其推导步骤如图1所示。

图1 推导步骤Fig.1 Derivation process

原变换器上下两相的输入和输出均是解耦的，只有变压器一次侧耦合在一起，C点电位是随开关管开关而变化的。要实现两相的解耦，就必须确保C点电位不随开关管开关而变化。

固定C点电位有两种方法：一是保持控制信号时序不变，改变变压器的同名端；二是保持变压器同名端不变，改变开关管的控制时序，使S1和Q2同时导通和分断，S2和Q3同时导通和分断。

当C点电位固定后，则可以在C点并联电容从而解耦，将变换器一分为二，形成两个可以独立工作的单相变换器。

改变变压器同名端解耦后的变换器主电路、主要波形和模态等效电路如图2所示。改变开关管控制时序解耦后的变换器主电路、主要波形和模态等效电路如图3所示。

对于图2a所示的电路，在[t0～t1]时间段，开关管Q1、S1导通，输出电压Vo与变压器二次侧并联，通过变压器折算到一次侧，与隔直电容Cb串联，接在输入电压源Vin两端。等效电路如图2c所示。此时电路可以看作一个开关电容变换器，工作在开关电容模态，具有良好的动态特性[11]。在[t1～t2]时间段，开关管Q1、S1分断，Q2导通。等效电路如图2d所示。变压器得到复位，输出电压可以由Q2的占空比进行调节。此时电路可以看作一个PWM变换器，工作在调压模态。

图2 正激式开关电容PWM DC-DC电压调节模块Fig.2 Forward switching capacitor PWM DC-DC voltage regulator module

图3 反激式开关电容PWM DC-DC电压调节模块Fig.3 Flyback switching capacitor PWM DC-DC voltage regulator module

对于图3a所示的电路，在[t0～t1]时间段，开关管Q1导通，输入电压与变压器一次侧、隔直电容Cb串联，Cb和励磁电感L1储存电能。等效电路如图3c所示。输出电压可以由Q1的占空比进行调节。此时电路可以看作一个PWM变换器，工作在调压模态。在[t1～t2]时间段，开关管Q1分断，开关管Q2、S1导通。L1通过开关管S1对输出Vo释放电能，Cb通过Q2和S1直接与变压器一次侧（nVo，n为变压器一二次侧匝比）并联。等效电路如图3d所示。此时电路可以看作一个开关电容变换器，工作在开关电容模态，具有良好的动态特性。

由以上的分析可知，通过解耦得到的单相变换器一个周期内有两个模态，分别是开关电容模态和调压模态。它们是开关电容变换器与PWM变换器的结合，因此称之为开关电容PWM DC-DC电压调节模块。由以上分析可见，图2所示电路的能量传递方式与正激变换器类似，称之为正激式开关电容PWM DC-DC电压调节模块；图3所示电路的能量传递方式与反激变换器类似，称之为反激式开关电容PWM DC-DC电压调节模块。开关电容PWM DC-DC电压调节模块在保留原有变换器[9,10]优点的同时，克服了开关电容变换器对输出电压调节困难的缺点[12,13]，并且开关电容模态使其保留了开关电容变换器动态响应快的优点。

与全桥变换器相比，开关电容PWM DC-DC电压调节模块是单相的，结构更加灵活。根据不同的应用场合，可以通过变换器并联的方式实现最优化的相数，且每一相都是独立的。为了在不同负载范围内达到高效率，可以采用脱相控制的方法，使变换器根据不同的负载情况高效工作。此外，可以引入非线性控制方法提高变换器的动态性能[14]。

从能量传递的角度分析，图2中的变换器在两个模态均向负载提供能量，而图3的变换器仅在一个模态向负载输出能量，而另一模态由输出滤波电容提供负载能量，因此图2中的变换器效率更高。本文将对图2所示的变换器的工作原理进行详细分析，并讨论其自驱动和优化设计的方法。

3 工作原理

在实际电路中，变压器的引入意味着引入了漏感。当漏感很小可以忽略时，变换器的工作原理如上节所述。当变压器漏感不可忽略时，可以利用漏感，使开关管实现ZVS。本节详细讨论带有漏感的开关电容PWM DC-DC电压调节模块的工作原理。主电路和主要波形如图4所示。在分析前，做如下假设：①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、电容和变压器均为理想元件；③输出滤波电容足够大，可近似认为是电压源。

图4 带有漏感的开关电容PWM DC-DC电压调节模块Fig.4 Switching capacitor PWM DC-DC voltage regulator module with leakage inductor

变换器每个开关周期有6种开关模态，各个开关模态的等效电路如图5所示。电路的工作原理如下。

图5 等效电路Fig.5 Equivalent circuits

（1）开关模态1 [t0～t1]（见图5a）

开关管Q1、S1导通，变压器漏感Lr与隔直电容Cb串联谐振，输入电能一部分存储在Cb中，其余部分对负载供电。励磁电感L1上电流iL线性下降。

在t1时刻，开关管Q1和S1分断，Q1的分断电流取决于Lr-Cb谐振网络。对于一个给定的变压器，Lr是确定的，那么可以通过选取适当的Cb合理设计谐振网络以达到Q1的ZCS。因此，变压器漏感Lr对效率影响不大，这是该变换器的一个显著优点。从而可以使用价格便宜且易于安装的分立式变压器，变换器适用于VRM，VRD等多种应用场合。

（2）开关模态2 [t1～t2]（见图5b）

在t1时刻，开关管Q1和S1分断，iS1流经S1的体二极管VDS1，iL继续线性下降。iLr给CQ1充电，同时给CQ2放电。直至vCQ1充电至Vin，vCQ2放电至零，模态2结束。

（3）开关模态3 [t2～t3]（见图5c）

在t2时刻，vds(Q2)降低到零，此时给Q2触发信号，使Q2实现ZVS开通。VDS1继续导通，Lr和Cb谐振，iLr迅速谐振到零。

直到VDS1自然截止，模态3结束。

（4）开关模态4[t3～t4]（见图5d）

在t3时刻，VDS1截止，储存在Cb中的能量给负载放电。iL线性上升。变压器在该模态得到复位。

（5）开关模态5 [t4～t5]（见图5e）

在t4时刻，Q2关断，iLr给CQ2充电，给CQ1放电。直至充放电过程结束。

（6）开关模态6 [t5～t6]（见图5f）

在t5时刻，vds(Q1)降低到零，此时给Q1触发信号，使Q1实现ZVS导通。LrCb电路谐振。t6时刻，一个开关周期结束。

由以上对工作原理的分析，可以推导出变换器的电压传输比

式中，D为开关管Q2的占空比。

4 自耦变压器自驱动方法

自驱动变换器的主要优点是驱动电路简单，SR体二极管导通损耗减小，部分驱动能量可以循环利用。从而降低成本，提高效率[9]。因此，本文提出的开关电容PWM DC-DC电压调节模块采用自驱动的方法为SR提供驱动电压。

SR的驱动损耗计算公式如下：

式中，Qg与Vdrive成正比；fs是开关频率。对于不同的器件，最优的驱动电压也不同。本文中的SR采用IRF6716，图6列出了不同驱动电压下SR的损耗对比。驱动电压的减小虽然可以减小驱动损耗，但是导通损耗却随之增加。从图6看出8V是最优化的驱动电压。因此得到与SR所需驱动电压时序相同，幅值最优的驱动信号是减小驱动损耗的关键。

图6 不同驱动电压对应SR损耗对比Fig.6 The SR loss comparison between different drive voltages

图7 SR自驱动电路Fig.7 Synchronous rectifier self-driven circuit

vT中包含有直流分量vT(DC)和交流分量vT(AC)，且vT(DC)=VCb。电平转移电路的功能就是使vT的所有交流分量通过，而只通过一部分直流分量，使得SR关断时所需的vgs(S1)可以降低到零，确保SR有效关断。

由电平转移电路，可以得到

对于直流分量，s为零，由式（8）可得

5 实验结果

为了验证理论分析的正确性，在实验室搭建了一台四相700kHz 1.2V/130A输出VRM原理样机，图8给出了原理样机的照片。具体参数如下：输入直流电压：Vin=10.04～12.6V；输出直流电压：Vo=0.8～1.6V；最大输出电流Iomax=150A；Q1：RJK0302；Q2：RJK0304；S1：2×IRF6716；变压器匝比：n=2；一次隔直电容Cb：4×1μF，MLCC/TDK；驱动芯片：ISL6596；控制芯片：PX3538。

图8 四相VRM硬件照片Fig.8 Four-phase VRM hardware picture

实验波形如图9所示。图9a给出了vgs(Q1)、vgs(Q2)和vgs(S1)的波形。可以看出vgs(S1)约为8V，并且相位同vgs(Q1)保持一致，证明了自耦变压器自驱动方法的可行性。图9b给出了vgs(Q1)、vgs(Q2)、隔直电容电压vCb以及变压器一次电流iLr的波形。可以看出Q1的分断电流近似为零，实现了ZCS。实验验证了理论分析的正确性。

图9 实验波形Fig.9 The experimental waveforms

图10 给出了六相Buck、12V自驱动全桥以及本文提出的四相变换器运用脱相控制的效率对比曲线。可以看出在满载时，本文提出的变换器与12V自驱动变换器效率基本一致。采用脱相控制，通过检测输出电流来控制工作的相数，随着输出电流的减小逐步减少工作的相数。从效率曲线可以看出，当输出电流降低至60A左右时，分断两相，仅有两相工作；当输出电流进一步降低至30A左右时，再分断一相，此时仅有一相对负载提供能量。从而确保变换器可以在整个负载范围内高效率工作。

图10 效率曲线Fig.10 The efficiency curves

6 结论

本文提出了开关电容PWM DC-DC电压调节模块，它是开关电容变换器与PWM变换器的结合，具有如下优点：①有两个工作模态，即开关电容模态和调压模态，使变换器具有开关电容变换器动态特性快的优点，又具有调压变换器通过调节占空比调节输出电压的功能；②变压器漏感与隔直电容谐振，实现开关管的软开关；③运用自耦变压器实现SR的自驱动，减小了驱动损耗和体二极管导通损耗；④变换器是单相的，结构灵活，运用脱相控制的方法可以在整个负载范围内实现高效率。

[1] Voltage regulator module and enterprise voltage regulator-down 11.0 design guidelines[Z].Intel Corporation,2006,11.

[2] 陈为,卢增艺,王凯.电压调节模块耦合电感性能分析与设计[J].电工技术学报,2009,24(1): 127-132.Chen Wei,Lu Zengyi,Wang Kai.Performerce analysis and design of voltage regulator module with coupled inductors[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2009,24(1): 127-132.

[3] 刘学超,张波,丘东元,等.多相并联磁集成电压调整模块的电路建模研究[J].中国电机工程学报,2006,26(19): 145-150.Liu Xuechao,Zhang Bo,Qiu Dongyuan,et al.Research of circuit modeling of multiphase parallel voltage regulator module with integrating magnetics[J].Proceedings of the CSEE,2006,26(19): 145-150.

[4] 陈威,吕征宇.一种兆赫兹级频率范围多相谐振电压整流模块的新颖控制策略[J].中国电机工程学报,2008,28(27): 1-6.Chen Wei,Lü Zhengyu.A novel control scheme for MHz range multiphase resonant VRM[J].Proceedings of the CSEE,2008,28(27): 1-6.

[5] Zhou X,Zhang X,Liu J,et al.Investigation of candidate VRM topologies for future microprocessors[C].IEEE Applied Power Electronics Conference,1998:145-150.

[6] Yao K,Xu M,Meng M,et al.Design considerations for VRM transient response based on the output impedance[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2003,18(6): 1270-1277.

[7] Xu M,Zhou J,Yao K,et al.Small signal modeling of a high bandwidth voltage regulator using coupled inductors[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2007,22(2): 399-406.

[8] Ren Y,Xu M,Zhou J,et al.Analytical loss model of power MOSFET[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2006,21(2): 310-319.

[9] Zhou J,Xu M,Sun J,et al.A self-driven softswitching voltage regulator for future microprocessors[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2005,20(4):806-814.

[10] Jin K,Sun Y,Xu M,et al.Integrated magnetic self-driven ZVS nonisolated full-bridge conveter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010,57(5): 1615-1623.

[11] Xu M,Sun J,Lee F C.Voltage divider and its application in the two-stage power architecture[C].IEEE Applied Power Electronics Conference,2006:499-505.

[12] 丘东元,张波,郑春芳,等.谐振开关电容变换器新型PWM控制策略[J].中国电机工程学报,2006,26(2): 116-120.Qiu Dongyuan,Zhang Bo,Zheng Chunfang,et al.New PWM control method of resonant switched capacitor dc-dc converter[J].Proceedings of the CSEE,2006,26(2): 116-120.

[13] Ioinovici A.Switched-capacitor power electronics circuits[J].IEEE Circuits System Magazine,2001,1(1): 37-42.

[14] 许峰,徐殿国,柳玉秀.具有最优动态响应的PWM型DC-DC变换器非线性控制新策略[J].中国电机工程学报,2003,23(12): 133-139.Xu Feng,Xu Dianguo,Liu Yuxiu.A novel nonlinear control method for PWM DC-DC converter with optimizing transient response[J].Proceedings of the CSEE,2003,23(12): 133-139.