集成于无源UHF RFID标签的新结构CMOS温度传感器*

张 欢，毛陆虹，王 倩，谢 生，张世林

(天津大学电子信息工程学院，天津 300072)

由于无源UHF RFID电子标签与其它频段标签相比具有工作距离远、成本低等优点，被广泛应用于各个领域［1］。而内嵌温度传感器的无源RFID电子标签由于具有对温度良好的检测特性，被广泛的应用于各个行业。因此内嵌温度传感器的无源RFID电子标签在近几年也成为人们研究的重点。由于无源RFID标签受工作距离和功率的限制，使得内嵌的温度传感器对高精度、低功耗的要求也成为人们共同的研究方向和目标。

集成于无源RFID标签芯片的温度传感器传统上采用ADC结构［2－4］，这种结构的温度传感器虽然精度较高，但是电路结构复杂，占用芯片面积较大，功耗也很大，并不适合应用于无源RFID标签芯片中。而采用较新TDC(time-to-digital converter)结构的温度传感器［5］:利用反相器延时结构产生一个与温度相关的脉冲信号，再通过延时链结构将温度信息转化成数字信号输出;或者利用两个完全相同的振荡器相互补偿的电路结构［6］，产生一个近似与温度和电源电压无关的时钟信号作为计数信号，也可以将温度信息转换成数字信号输出。这种TDC结构，相比于传统ADC结构的温度传感器，电路结构简单，功耗大大降低，精度也满足系统需求。但此种结构也存在着缺点:反相器延时单元温度特性不好，延时随温度变化不明显;计数信号需使用两个振荡器相互补偿产生，功耗较大，占用芯片面积较大。而基于MOS管阈值电压的温度特性设计的CMOS片上温度传感器［7］，由于MOS管阈值电压的工艺偏差较大，校准成本较高，也不适合集成于无源RFID标签中。

针对上述几种结构温度传感器的缺点，本文提出了一种新结构的温度传感器。基于TDC结构设计一个偏置电路产生正温度系数和负温度系数的两路电流，利用两路电流相反的温度特性得到两个温度特性相反的阶跃信号，异或产生与温度相关的脉冲信号。此种结构类似差分结构，能够有效的克服工艺偏差导致的系统误差。脉冲信号宽度随温度变化明显，温度特性较好。而利用两路温度系数相反的电流相互补偿，得到一与温度近似无关的偏置电流。计数信号直接由无源UHF RFID标签芯片内部振荡器提供，其频率受前面的偏置电流控制，近似与温度无关。这使得设计的温度传感器不需要额外的振荡器来提供计数信号，简化了电路，降低了芯片面积和功耗。设计的无源UHF RFID标签芯片内部振荡器采用锯齿波振荡器，其频率为2MHz。从而实现了温度信息到数字信号的转换。

1 整体结构和工作原理

设计的温度传感器的系统结构如图1所示，主要由偏置电路、PTAT和NTAT脉冲产生电路和一个8位异步计数器［8］组成。当系统工作时，首先由偏置电路产生温度系数相反的两路电流Iptat和Intat，以及不随温度变化的偏置电流Ibias。Iptat通过PTAT脉冲产生电路产生一个与温度正相关的脉冲信号Pp，Intat通过NTAT脉冲产生电路产生一个与温度反相关的脉冲信号Pn。Pp和Pn通过异或产生一个与温度相关的脉冲信号Pw，其宽度与温度成正比例，接入计数器的使能控制端en来控制计数器的工作。偏置电流Ibias通过控制标签内部的振荡器产生一个稳定的时钟信号作为计数器的计数信号clk。计数器的复位信号R在Pw之前由标签数字部分发送过来，对计数器清零，保证计数正确。在Pw持续的时间内计数器进行计数，计数结束后，将结果Dout传送给标签的数字部分存储起来，需要的时候通过阅读器对其进行读取和后续处理。

图1 温度传感器整体结构

2 主要模块的具体电路实现

2.1 偏置电路

偏置电路的结构如图2所示，M1～M3构成启动电路，在上电过程中，起始M2栅极处于低电位，M3导通，对偏置电路注入电流，启动电路开启。随着VDD逐渐升高，通过M1对M3充电，最终M2栅极达到高电位，M4截止，启动电路关闭，整个电路稳定工作。

图2 偏置电路结构

中间是偏置电路的核心部分，M4～M7组成具有高PSRR的共源共栅电流镜结构，使得2支路电流相等基本不受电源电压影响。R1和R2采用poly电阻，温度系数近似为－2.16e－3/K可看做阻值基本不随温度变化。通过三极管Q2的电流［9］

其中VT=kT/q是热电压，n为Q2与Q1发射极面积之比。由于VT与温度成正比例，则I1具有正的温度系数。M8、M9和M14的栅极相连，使得M14与M8的栅极电压相等，从而R2两端电压近似等于三极管Q1发射极电压，即

则流过R2的电流

钢混凝土混合连续梁在中孔大跨全部或部分采用钢主梁，两侧采用预应力混凝土主梁，充分发挥了混凝土材料的压重作用和钢材跨越能力大的优势，自重轻，施工快，节省材料[1-3]。该桥型发展仅有几十年，实际工程应用也偏少，存在着一些设计和施工中需予以研究和解决的新问题，如钢箱梁长度的合理选择是该桥型往大跨度方向发展时结构受力与经济性能平衡的难点之一[4-6]。

由于Q1发射极电压VBE与温度成反比例，则I2具有负的温度系数。通过M12、M13，M15～M19组成的电流镜结构，得到

式(6)两边对温度求导得

已知热电压VT和三极管发射极电压VBE1的温度系数［10］

2.2 PTAT、NTAT 脉冲产生电路

PTAT和NTAT脉冲产生电路采用近似一样的结构，除了NTAT结构的C0大一点，其它部分完全相同。以PTAT为例说明，如图3所示，通过前面偏置电路提供的电流Iptat给电容C0充电，当C0两端的电压达到反相器的阈值电压时，反相器1输出端电位翻转，由“1”变为“0”，M0导通，将反相器1输入端置“1”，起到锁存的作用。从而反相器2输出端电位由“0”变为“1”，得到PTAT脉冲信号Pp。同理可得到NTAT脉冲信号Pn。

图3 PTAT脉冲产生电路结构

此种脉冲产生电路与传统的单斜ADC结构［11］相比，用反相器代替了比较器，也不需要额外提供一个参考电流源I_REF，电路结构简单，有效的降低了电路整体的功耗和面积。而且两脉冲产生电路采用近似完全相同的结构，使得电路结构简化，更加易于实现。

2.3 振荡器

温度传感器的计数时钟信号由无源标签内部的振荡器产生，设计的标签内部振荡器采用电流控制的锯齿波振荡器结构，如图4所示，控制振荡器频率的电流I_bias由前面的偏置电路产生，中间的Com模块是一个迟滞比较器。I_bias通过M1和M2组成的电流镜结构为以二极管方式连接的M7和M9提供传输电流，从而为迟滞比较器提供一个比较电压V_in+;通过M1和M4组成的电流镜结构为迟滞比较器提供一个偏置尾电流Ibias。然后I_bias通过M1和M5组成的电流镜结构，由M6对电容C充电;通过M1和M3、M10和M11组成的电流镜结构，由M8为电容C放电。enable通过控制M12的状态来控制振荡器的输出信号。M13和M15、M14和M16组成的反相器结构为振荡器输出整理波形。电路开始工作时，振荡器输出信号out为“0”，其反馈到M6和M8组成的反相器的输入端，于是M6导通，M8截止，I_bias通过M6对电容C充电，当电容C两端电压V_in－达到了迟滞比较器Com的正参考电压时，Com输出端翻转，由“0”变为“1”，从而 out由“0”变为“1”，反馈回去，于是又使得 M6截止，M8导通，I_bias通过M8对电容C放电，当V_in－减小到Com的负参考电压时，Com输出端翻转，由“1”变为“0”，从而 out由“1”变为“0”。反复上述过程，就得到了振荡信号out。

图4 振荡器电路结构

对电容C有

则振荡器周期T为

从上式可看出振荡器周期T仅受I_bias影响。

3 仿真结果和分析

整个温度传感器基于 SMIC 0.18 μm 2P4M CMOS工艺，在spectre环境下进行仿真。电源电压VDD为1.8 V，调整好各模块的器件参数，当温度在－10℃～100℃变化时，对各个主要模块进行仿真。偏置电路仿真曲线如图5、图6和图7所示，可以看出，在温度变化范围内，图5左图Iptat随温度线性增大，其对温度微分，得到右图，斜率保持在211×10－3nA/℃ ～224×10－3nA/℃内，可见Iptat具有较好的线性度。同理可见图6中Intat随温度线性减小，斜率保持在－221×10－3nA/℃ ～209×10－3nA/℃内，线性度较好;图7 中Ibias保持在112 nA，斜率保持在－30×10－3nA/℃ ～10×10－3nA/℃内，近似为 0，可见Ibias具有较好的温度稳定性，基本不随温度变化。

图5 Iptat温度特性曲线

图6 Intat温度特性曲线

图7 Ibias温度特性曲线

标签内部振荡器随温度和电源电压变化的仿真曲线如图8所示，可以看出，左图中当VDD为1.8 V，温度在－10℃ ～100℃变化时，振荡器频率为1.96 MHz～2.09 MHz，相对与2 MHz的中心频率，偏差为0.13 MHz，仅变化0.65%。右图中当VDD在1.5 V～2.5 V变化时，频率也稳定在2 MHz左右。可见，振荡器具有很好的对温度和电源电压的稳定性。

与温度相关的脉冲信号Pw和计数器数值输出Dout在20℃时的仿真曲线如图9和图10所示。当温度在－10℃ ～100℃变化时，仿真结果见表1。

图8 振荡器随温度和电源电压变化曲线

表1 Pw和Dout的仿真结果

当温度在－10～100℃变化时，温度传感器的数值输出Dout随温度变化的曲线如图11所示，可以看出温度传感器的数值输出与温度基本呈线性关系，线性度较好，Dout随温度线性增大。温度传感器的有效分辨率［12］定义为:

从上式可知有效分辨率为

温度传感器的数值输出与温度的关系近似为:

其输出灵敏度较高为2LSB/℃，可适用于无源UHF RFID标签芯片中。

图11 温度传感器数值输出随温度的变化曲线

4 工艺分析

上述仿真结果是在典型工艺角下得到的，当工艺角发生变化时，电路中各器件的工作状态也随之改变，使得温度传感器的数值输出也发生变化。下面表2和表3分别是SS和FF工艺角下的仿真结果。

表2 Dout的仿真结果(SS)

表3 Dout的仿真结果(FF)

由(13)可知SS下的有效分辨率为

以及FF下的有效分辨率为

SS和FF与典型工艺角下的仿真结果对比如图12，可以看出SS低温时线性度略差些，FF整体线性度较好。从整个温度变化范围来看，各个工艺角下的线性度都较好，灵敏度也较高，可应用于无源UHF RFID标签芯片中。

图12 不同工艺角下温度传感器数值输出随温度的变化曲线

5 结论

本文设计了一个集成于无源UHF RFID标签芯片的新结构温度传感器，基于SMIC 0.18 μm 2P4M CMOS工艺，在spectre环境下对整个电路进行仿真。仿真结果表明:当温度在－10℃ ～100℃变化时，温度传感器的数值输出与温度基本呈线性关系，且随温度线性增大。温度传感器的有效分辨率为0.5℃/LSB。当电源电压VDD为1.8 V时，温度传感器的工作电流为774 nA。设计的温度传感器电路结构简单，占用芯片面积小，功耗较低，同时分辨率和灵敏度较高，温度特性较好，满足无源RFID标签芯片系统要求。

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