一种无需输入电压检测的单相有源PFC的研究

李华武 马红星 江剑锋 杨喜军（上海交通大学 电气工程系，电力传输与功率变换控制教育部重点实验室，上海 200240）

0 引言

单相有源功率因数校正技术（PFC），已经成为电力电子变换器领域中一种重要的变换器型式，出现了多种功率拓扑、调制方法、控制原理及实现技术，可以使网侧谐波电流符合标准［1，2］。现有多种单相有源PFC的控制方法，如双环控制、电压跟随控制、单周控制、直接控制以及无需输出电压检测的开环控制等。对于传统的双环控制单相有源PFC，为了获得理想的输入交流电流波形和输出直流电压，需要设计输入电流内环和输出电压外环控制器，为此需要检测全部三种电量。一种无需输入电压检测的控制方法［3］，即根据电感电流平均控制概念，在一个开关周期内，占空比决定于整个开关周期内电感电流的平均值和输出电压的平均值。鉴于开关频率足够高，此法可以通过将上一个开关周期的平均电流值保持到下一个周期来实现。只需检测输出电压平均值和电感电流，具有一定的优点。本文对上述控制方法进行了理论分析，并利用MATLAB/SIMULINK进行了仿真分析，最后基于DSP TMS320F28335实现并实验验证了这种单相数字PFC。

1 无需输入电压检测控制的原理

1.1 传统方法基本无需输入电压检测控制的原理

单相有源PFC包括单相有桥和单相无桥PFC两类，主要由功率电路和控制电路构成。传统的单相有桥有源PFC如图1所示，主要由网侧滤波电容C1、二极管整流桥B1、升压电路（L1、S7、FRD1）和输出滤波电容C2组成。其中，L1为升压电感，S7为斩波IGBT，FRD1为反向快速恢复二极管。输入单相交流电压，期望得到单位输入功率因数和平直的输出直流电压。

假定交流输入电压方程为

式中，Uin为交流输入电压有效值。

为简化分析，假定得到的交流输入电流为纯正弦波，其方程为

式中，Iin为交流输入电流有效值。

在平均电流控制时，输入电流平均值为

设占空比函数为d，开关周期为Ts，根据大信号平均PWM开关模型

假定在一个开关周期中，输入电压固定不变。忽略升压电感内阻、整流桥压降、二极管压降以及斩波IGBT的压降。在稳态时，占空比的较为完整的表达式为

式中，Uout指输出直流电压平均值，Iout指输出直流电流平均值。

第一项称为电压平衡分量［4］，定义为电压占空比，代表输出电压给定值，与输出功率无关，波形为纯倒正弦波，与输入交流电压相位相反。只能维持空载输出电压。

第二项称为电流强迫分量［4］，定义为功率占空比，其波形与电感电流有关，为电感电流的导数，其幅值与输出功率有关，用于维持输出功率。

在常规条件以及负载电流较低时，可以忽略第二项，输入电压与输出电压之间的关系为

式（7）的物理含义是，在每一个开关周期中，当输入电流的平均值等于Uout（1 －，就实现了线性电阻，获得单位输入功率因数。这样，单相有源PFC的脉冲形成原理如图2所示。ton指任一开关周期中功率开关的导通时间，ts指开关周期。

图1 单相有源PFC的功率电路与控制电路

图2 单相有源PFC的脉冲形成原理

由图2可知，当输入电流的平均值与载波斜坡相交之前，功率开关导通，之后功率开关关断。一个开关周期内占空比由整个开关周期内电感电流的平均值决定，这在控制上是违反常理的。但是相对开关频率而言，输入电压的频率非常低，这样可以近似利用上一个开关周期内电感电流的平均值来代替本周期内电感电流的平均值，再与载波比较产生驱动功率开关的PWM波形。载波的幅值为输出功率波动的函数，负载增加时，输出电压暂时下降，载波幅值升高，占空比随之增加，迫使输出电压上升。反之，占空比减少，迫使输出电压下降。最终维持输出电压平衡，同时获得单位输入功率因数。基于以上说明，这种无需输入电压检测的单相有源PFC的控制电路如图1所示，图中主要包括电压误差放大器电路、锯齿波电路、电流镜电路、平均值电路、比较电路等。

输出电压经过分压后得到一个检测电压，该电压通过滤波器U1与参考电压（5.1V）比较和求误差放大，所得电压控制量与输出功率变化有关。该电压控制量乘以一个等幅值的锯齿载波，就可得到一个幅值随着输出功率变化而变化的锯齿载波，供应到比较器U2的非反向输入端。输出电压最低频率为2倍电源频率，因此该环节的转折频率为10～20 Hz。

在PFC启动之前，电流镜电路，即电压/电流转换器电路，将反应电感电流的分流电阻R1的端电压转换为成比例的电流，并通过开通MOSFET S8释放到地，而且电容C3和C4放电完全。在PFC启动之后，关断MOSFET S8。

在第一个开关周期内，开通 MOSFET S1和S4，短暂开通MOSFET S5，关断MOSFET S2、S3和S6，转换后的电感电流为电容C3充电，C4电压代表起始电感平均电流，传输到比较器U2的反相输入端。载波高于C4电压时比较器U2输出高电平，驱动功率开关S7导通。载波低于C4电压时比较器U2输出低电平，驱动功率开关S7关断。

开始启动阶段，由于电容上没有电压，且电压控制量偏高，导致占空比较大，应该进行限制和软启动。

在第二个开关周期内，开通MOSFET S2和S3，关断MOSFET S1、S4和S5，短暂开通MOSFET S6，转换后的电感电流为电容C4充电，C3电压代表第一开关周期中电感平均电流，传输到比较器U2的反相输入端。载波高于C4电压时比较器U2输出高电平，驱动功率开关S7导通。载波低于C4电压时比较器U2输出低电平，驱动功率开关S7关断。

后续开关周期的开关过程可以类推。

在任一开关周期中，电容C3或C4的电压表达式为

由上式，在任一开关周期中，电容充电电压与电感电流平均值成正比，可以利用电容充电电压代表电感电流平均值。

单相有源PFC进入正常工作中，MOSFET S1～S7的触发脉冲、电感电流以及电容C3与C4的电压之间的对应关系，如图3所示。

1.2 改进无需输入电压检测控制的原理

图3 单相有源PFC的各种信号对应关系

虽然上述无需输入电压检测控制的单相有源PFC能够获得完美的控制效果，但是存在原理性误差，为此可以进行改进。在稳态时，如果能够获得电感电流的有效值，可以采用式（11）偏差，对当前开关周期内的电流平均值进行补偿。

当开关频率为25 kHz时单位幅值的电感电流的补偿偏差为0.01776，所占比重仅为1.776%，因此无需对电感电流进行补偿。

2 仿真分析与实验研究

2.1 仿真分析

利用MATLAB/SIMULINK建立图1所示功率电路和控制电路进行仿真。单相交流输入220 V，期望直流输出电压平均值375 V，输出功率可调，每只升压电感1 mH，直流侧滤波电容4x680 μF，开关频率为 25 kHz，阻性负载。

仿真完全实现了单相有源PFC的电路功能，具有良好的功率因数校正效果。期望输出电压为375 V、负载电阻为50 Ω时，电流平均值与载波的对应关系如图4所示，输入电压与输入电流的对应关系如图5所示，输出电压平均值为375 V，纹波电压峰峰值为9.0 V。

图4 电感电流平均值与载波的仿真波形

2.2 实验结果

控制电路主要包括硬件滤波电路和数字控制软件，前者将检测来的相关信号进行滤波，其中电流差动放大器的截止频率设置为5 kHz左右，电压误差放大器的截止频率设置为20 Hz左右。后者进行AD转换、标定和运算。图1所示的模拟控制方案对应数字控制方案如图7所示，显然后者大为简化。

图7 单相有源PFC的功率电路与控制电路

为了验证上述分析的正确性，采用支持浮点运算的DSP TMS320 F28035设计控制软件和编制应用程序，搭 建PFC实验平台进行实验。额定输入电压为220 VAC，工频50 Hz。期望输出电压平均值为375，输出额定功率为2.5 kW。采用铁氧体设计PFC电感，25 kH、85（C和额定电流下的感值约为 500 μH。滤 波 电 容 取 值为 4x680 μF，IGTB 采 用RJH60F7ADPK:50 A/100（C/600 V，FRD采用 SiC CSD20060D:20A/150（C/600V。

图8和图9给出了220 V输入电压和不同输出功率时输入电流的实测波形，可见功率因数校正效果良好。

3 结束语

针对一种无需输入电压检测的单相有源PFC进行理论分析的基础上，利用MATLAB/SIMULINK进行了仿真分析，并基于DSP TMS320F28335进行了数字实现，这种控制方法无需输入电压检测，在一定程度上可以简化系统设计。

［1］ Electromagnetic Compatibility. Part 3: Limits-Sect. 2: Limitsfor Harmonic Current Emission（Equipment Input Current@ 16 A Per Phase），IEC 1000－3－2，1995.

［2］林海雪，孙树勤.电力网中的谐波［M］.北京:中国电力出版社，1998.

［3］徐小杰，侯振义.无输入电压检测的平均电流型功率因数校正［J］.电源技术应用，2003，6（8）:388－390.

［4］ Wanfeng Zhang，Guang Feng，Yan － Fei Liu and Bin Wu.A Digital Power Factor Correction（PFC）Control Strategy Optimized for DSP.IEEE Transactions ON Power Electronics，2004，19（6）:1474－1485.