基于LD7550B的反激变换器设计

王国昌， 崔 雷

(中航工业洛阳电光设备研究所，河南洛阳 471009)

0 引言

单端反激变换器常常用于输出功率不超过100 W的电子设备，虽然这类开关电源的电路形式有所不同，但是电路的基本结构和原理是一样的。LD7550B是一种低功耗、低启动电流、绿色节能模式的PWM控制器，芯片内部集成了内部斜坡补偿、电流检测前端峰值屏蔽等功能，它所需要的外部元件非常少。

1 LD7550B基本特征

LD7550B为使用电设备达到节省能源的要求，内部集成了很多功能，减少了外部元件的数量和尺寸。芯片内部由震荡电路、绿色模式晶振电路、电流检测前端干扰峰值屏蔽电路、PWM比较器、过压保护电路、内部参考电压、斜坡补偿电路等组成。图1为LD7550B的管脚图。其中，1脚接地，2脚接补偿电路，3脚是工作频率设定管脚，4脚是电流检测的输入管脚，5脚接电源，6脚是MOSFET管的驱动输出。

图1 LD7550B管脚图Fig.1 LD7550B pin configuration

LD7550B包含一个低压锁定输出电路(UVLO)，芯片内部集成了一个电压比较器，当VCC管脚上的电压低于输出关闭门限时，芯片PWM波输出关闭，打开和关断的门限值为16 V和10 V。LD7550B的启动电流非常低，最大的启动电流值为20 μA。LD7550B的启动电流靠一个电阻来设定。LD7550B的工作频率推荐为 50 kHz到130 kHz，Fsw=65.0/RT·100 kHz。RT是频率设定电阻，单位是kΩ，为了降低变压器的尺寸，把这个电阻设定为47 kΩ，频率计算为138 kHz，稍大于推荐频率。

由于现代的功率MOS管Vgs的最大耐压值为30 V，为了限制Vgs不超过这个极限值，LD7550B在VCC管脚上集成了过压保护功能，当VCC上的电压超过极限值时，LD7550B芯片把MOS管驱动关闭。LD7550B还集成了一些故障保护功能如RT管脚与地短接，RT管脚浮空，CS管脚浮空。图2为LD7550B典型应用图。

图2 LD7550B典型应用图Fig.2 LD7550B typical operating circuit

2 基于LD7550B的开关电源设计

采用LD7550B设计了一种直流24 V输入，+12 V输出，功率为10 W的反激变换器。用LD7550B设计开关电源时功率限制主要由该芯片的MOSFET管的驱动能力来确定。一般情况下，在电压一定时，MOSFET管可承受的额定电流越大，那么输入电容就越大，所需要的驱动电流就越大。它最大能输出300 mA的驱动电流，相对其他的PWM芯片这个值不是很大，当然可以采用一些措施来放大这个驱动电流，但是这样就增加了电路的复杂性。

2.1 变压器的设计

变压器的设计在反激变换器中是非常重要的，为了提高设计速度，可以使用MATHCAD软件，把一些主要的计算公式编写成文件，下次条件改变时，只需要把那些更改的参数进行改变，然后MATHCAD软件自动计算结果，非常方便。

变压器设计的大概步骤如下。

1)设定变换器的工作频率值，这里为138 kHz，最大和最小输入电压为已知，输出功率和输出电压为已知条件。还要设定MOS所承受的最大峰值电压Vms，根据以上条件设定变压器的变比n，将这个变比n圆整为2。

式中:Vinmax为最大输入电压;Vo为输出标称电压。

2)圆整变比后再校验MOS的最大峰值电压Vms，这个峰值电压可以使我们比较方便地选择耐压为100 V的MOS管。

3)设定工作时的磁感应强度，工作磁感应强度与材料、工作方式、工作频率等都有关系，把这个参数设定为0.22T。所用的磁芯设定为 EFD15，磁芯Ae=15 mm2。

4)计算最大占空比D。

其中:Ton为MOS管的打开时间;Vinmin为输入最小电压值;T为工作周期。

5)计算原边电感Lp和原边峰值Ip电流。

式中:Wout为最大输出功率。

6)计算原边平均电流Iprms和副边平均电流Isrms。

7)计算气隙值lg和原边匝数Np和副边匝数Ns。

式中:B为最大工作磁感应度;Ae为选定磁芯的截面积。

8)计算趋附肤深度，电流密度设定为5 A/mm2。

式中:f为工作频率。

9)原边线径Dp和副边线径Ds。

式中:J为设定的电源密度值。

10)计算以圆密尔为单位的等效气隙Lgs，计算结果为 6.7 mil。

11)计算边缘磁通系数F。

式中:G为绕组长度，单位为cm。

12)计算原边电阻Rp。

其中:LMT为平均匝长，单位为cm。

13)计算原边铜损Pp。

14)计算副边电阻Rs。

15)计算副边铜损Ps。

16)计算总铜损Pcu。

17)计算交流(AC)磁通密度。

其中:LMP为磁路长度，单位为cm。

18)单位质量消耗的功率计算结果为43.9 W/kg。

19)计算磁芯损失PFe。

20)计算总损耗PΣ。

21)计算表面积功率损耗密度Ψ。

22)计算温升Tr。

变压器设计好后，还要设计绕线的方式。为了减少变压器的漏感，可以采用夹层绕法，即把原边绕组分成两部分，把次级绕组夹在中间，为了进一步减少漏感，还可以把原边绕组分成3部分，副边绕组分成两部分，原边绕组和副边绕组交错绕制，原副边之间不加绝缘层。当然如果是较高电压输入如200 V以上时，上面的夹层绕法由于牵涉到绝缘及击穿的问题一般就不能采用了。

2.2 MOSFET 管的选择

开关电源中用的MOSFET管是工作在开关状态的，放大状态只是它的过渡状态，要求时间尽量短，一般MOSFET的开通门槛在3～5 V之间，而LD7550B的驱动电压在8 V以上，注意MOSFET管的G，S之间有一个电容，所以开通时，要把这个电容充起来;关断时，要把这个电容的电释放掉。在刚开通瞬间，充电电流最大。在MOSFET管的结构中可以看到:在GS、GD之间存在寄生电容，而MOSFET管的驱动实际上就是对电容的充放电。

对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。这个电流按照LD7550B的资料最大是300 mA，电流越大MOSFET管开通越快。这个电流值实际上是不高的，而且在开关电源中对于MOSFET管的另一个要求是MOSFET管的导通电阻，对于这个电阻当然是越小越好，不过导通电阻小的MOSFET管通常GS寄生电容较大，由于LD7550B的驱动电流有限，驱动这种GS寄生电容较大的MOSFET管时，电容充电时间比较长，因此为了提高效率，选择MOSFET管时GS寄生电容也是一个重要的参数。

2.3 原理图设计

原理图设计主要参考LD7550B资料上的参考设计，对一些电阻和电容等参数作了调整。

图3 10 W开关电源原理图设计Fig.3 Design of a 10 W switch power supply

2.4 开关电源PCB设计

开关电源的PCB设计对于电源设计来说是至关重要的。如果PCB设计没有设计好，就会出现电源的PWM波形不稳定、带载能力达不到设计要求、输出纹波大、负载调整率不好等问题。尤其对于PWM频率超过300 kHz时，PCB设计的质量更是关键。开关电源布线方面的资料比较少，在开关电源的调试过程中，对于PCB的关键方面做一个总结:

1)不论正激变换器还是反激变换器，变压器的副边的一端总是接到输出地的，这时设计者要尽量缩短变压器副边一端到输出地端子的距离，最好布成大面积的地平面;

2)开关电源的输入端的MOSFET管的S极接地线尽可能短;

3)输入端的MOSFET管和输出的整流二极管的布局应尽可能地使电流流向平直，中间尽量不打折;

4)如果是双面板，一面走功率线，另外一面走弱信号线;

5)变压器的放置面与走功率线的面保持一致。

3 开关电源的试验波形

直流18 V满载时的Vds及原边峰值电流波形如图4所示。

由图4可以看出在低压满载条件下，变换器已经进入了连续状态。上面的波形是测量的MOSFET管的Vds波形，其中波形上升沿的小的尖峰是有变压器的漏感引起的。后面那个台阶是输入电压加上反射电压形成的。下面的波形是原边变压器的电流波形。直流33 V输入满载条件下的波形如图5所示。

图4 低输入满载时进入连续状态的波形Fig.4 The low import，full charge wave form in continuous state

图5 高输入满载断续状态的波形Fig.5 The top import，full charge wave form in noncontinuous state

从上面波形可以看出此时变换器还处于断续状态。上面波形震荡部分的平均值就是输入电压。Vds电压上只要出现了输入电压的部分，就说明变换器处于断续状态，而连续状态时只有漏感尖峰部分和输入电压加上反射电压部分，而不会出现输入电压部分。下面的波形还是原边变压器的电流波形。

4 结论

使用LD7550B芯片来作为反激变换器的PWM控制器具有很多的优点，如外围元器件比较少、工作频率可调等。经过实际测量:设计的反激变换器效率为83%，在－55℃ ～+60℃范围内，输出纹波不超过30 mV，达到了原定的设计要求。通过使用MATHCAD数学软件在变压器设计中可以非常方便快速地得到想要的结果。

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