200 W 正弦波逆变电源的设计方法

郑文兵

（上海电力学院电力与自动化工程学院，上海 200090）

12 V铅酸蓄电池是我国电力系统中使用量较大的一种蓄电池，由12 V铅酸蓄电池组构成的110 V或220 V中小容量直流系统普遍存在电池老化、特性不均衡等问题，大大缩短了电池的寿命，影响了电力系统的安全可靠运行.另外，废弃的铅酸蓄电池也对环境造成了很大污染.目前，通常的解决办法是对由12 V铅酸蓄电池组进行活化处理，即对整个蓄电池组不断进行恒电流充放电，直至铅酸蓄电池的特性恢复正常为止.在这一过程中，依靠由高频开关电源构成的整流器可以较好地实现恒电流充电，但放电却需依靠直流电阻实现.由于在放电过程中蓄电池组的直流电压不断下降，它不可能实现恒电流放电，因此蓄电池组活化效果很不好，而且还伴随有大量的功率损耗（由直流电阻造成）.由12 V铅酸蓄电池组构成的110 V或220 V中小容量直流系统的容量最大，约为200 AH，即每节电池最大约为12 V 200 AH.活化电流约为20 A.活化功率约为12 V×20 A=240W.因此，用一个具有恒电流放电特性的逆变电源来对单个12 V铅酸蓄电池进行活化处理具有非常重大的现实意义.

为了实现节能目标，在放电时必须将12 V铅酸蓄电池所储存的电能放回交流系统中，而该逆变电源的输入侧是直流系统，输出侧是交流系统，输入输出不共地，因此该逆变电源需要隔离.此外，要实现恒电流放电特性，就需要将逆变电源输出侧接入380 V三相交流系统中，因为只有三相交流系统才能实现恒电流特性.文献［1］至文献文献［6］提出采用全桥DC/DC变换器实现逆变电源的隔离;文献［7］提出可以用三相全桥DC/ AC周波变换器实现正弦波逆变.文献［8］介绍了一种全新的数字信号处理器（DSP） TMS320F28035，它能完全满足DC/DC变换器和三相DC/AC正弦波逆变器装置的控制要求.

1 200W正弦波逆变电源的主电路设计

200 W正弦波逆变电源的主电路采用如图1所示的全桥高频逆变器，它由全桥DC/DC变换器和全桥DC/AC周波变换器级联而成.全桥DC/ DC变换器由S1～S4等功率开关组成，全桥DC/ AC周波变换器由S5～S10等功率开关组成.前级的全桥DC/DC变换器先将蓄电池的直流电压以恒流放电的方式，经过高频变压器变换成隔离的500 V的高压后送到全桥DC/AC周波变换器的直流母线上，再将其变换成所需要的稳定正弦交流输出电压.全桥DC/DC变换器与全桥DC/AC周波变换器之间采用高频变压器隔离.

图1 主电路拓扑结构

1.1 全桥DC/DC变换器元器件参数选择

由于全桥DC/DC变换器的输入侧为12 V的蓄电池，因此功率开关S1～S4可选用50 V和50 A，型号为RFP50N05L的低压低阻的大电流MOSFET功率开关，电感Ld为2 mH的平波电感，阻挡电容Cb用于隔直，防止高频变压器饱和，可选用容量为0.1μF的安规电容.C1和C2为缓冲电容，可选用容量为0.04μF的无感电容.

1.2 全桥DC/AC周波变换器元器件参数选择

由于三相全桥DC/AC周波变换器的输入侧为500 V的直流电压，因此功率开关S5～S10可选用900 V和1.7 A小电流、型号为IRFBF20PBF的MOSFET功率开关，由三相电感Lf和电容Cf组成交流滤波器，Lf为1.2 mH，Cf为3μF.直流母线上的电容C0起滤波和缓冲作用，由两个400 V和470μF电容串联组成，并带有均压电阻.

1.3 高频变压器的设计

高频变压器的设计方法是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AW× Ae，称磁芯面积乘积），然后根据AP值，查表找出所需磁材料的编号.本文选用EE65的铁氧体磁芯，工作频率为20 kHz.变压器原副边采用直径为0.15 mm的多股漆包线，变比为5∶250（匝）.

2 DC/DC变换器的工作模式

为了降低由S1～S4功率开关、变压器，以及D1和D2组成的全桥DC/DC变换器的功率损耗，采用一种叫做“全桥相移ZVZCS技术”的新型软开关技术，其特点是：滞后桥臂的开关管S3和S4实现零电流关断，并不再并联电容，以避免开通时电容释放的能量加大造成损耗;领先桥臂仍和以前一样，利用开关管S1和S2上面并联电容C1和C2的方法实现零电压软开关状态（ZVS），以提高整个电路的效率.

为了使滞后臂上的两个开关管以零电流方式工作，必须对主电路进行改动.当超前桥臂的开关管S1关断、S2的二极管续流时，变压器两端电压为零，变压器原副边电路独立，变换器工作在零状态，此时原边电流IP处于自由状态，并开始减小.为了保证在零状态时原边的电流减小到零，必须在漏感上加一个反电压，使电路中的电流迅速减小，因此只要在原边加入一个阻断电压源VX即可.当原边电流IP正向流过时，该电压极性为正;当IP反向流过时，该电压极性为负.通过加入这一阻断电压源就可使原边电流衰减到零.

阻断电压源最简单的方法就是用一个电容Cb来实现.当斜对角的两只开关管S1和S4同时导通时，IP给Cb充电;当斜对角的两只开关管S2和S3同时导通时，IP给Cb放电.而在零状态时，电容Cb的电压保持不变，其极性刚好与IP相同，起到给IP复位的作用.

ZVZCS变换器的基本拓朴结构如图2所示.

图2 ZVZCS变换器的基本拓朴结构

这种新型变换器每半个周期有6个工作模式，工作波形如图3所示，每管的占空比约为50%.

图3 全桥移相ZVZCS变换器工作过程波形

2.1 拓扑变换1（t0，t1）

当t=t0时，S1和S4处于导通状态，D5也导通，变压器初级电流为正，输入功率通过变压器输出.在t1≥t≥t0时刻内，饱和电感一直处于饱和状态.其等效电路如图4所示.

图4 拓扑变换1等效电路

设开始电流值为I0，阻挡电容的峰值电压为Ucbm.

2.2 拓扑变换2（t1，t2）

当t≥t1时，电路工作就进入模式2.在此期间，S1截止，S4和D5继续维持导通状态，变压器初级电流仍然为正，此时对C1充电，对C2放电，与之发生谐振，最终使S2的电压为零，并通过S2续流.在t=t2时刻，S2零电压开通.其等效电路如图5所示.

图5 拓扑变换2等效电路

其初始条件为：Uc1（t1）=0，Uc2（t1）=Uin，Ip（t1）=Ip（t0）=I1.根据此时电路的拓扑图可推导出此模式中的变压器初级电流和电容的电压方程如下（因为此时间极短并且Cb比C1和C2大的多，故设Ucb1的值不变）.

当t≥t1时，则有：

2.3 拓扑变换3（t2，t3）

当Uc2（t）=0时，D2开始导通，此时S2可以以零电压方式开通.因为D2开始导通后S2被开通，但S2中并没有电流流过，IP是由D2流过，所以S2是零电压开通.S2和S1驱动信号之间的死区时间为td＞（t2－t1），即td＞2CUin/I1，只要死区时间能满足这一条件，那么S2就可以零电压方式开通，否则就会在开关管上有较大的损耗.由于D2导通后D5和D6均处于导通状态，Uab=0，此时初级电流在变压器初级回路中处于自由运行状态，Ls仍然处于饱和状态.在此期间Ucb（t）完全加在Lk上.

其电路拓朴图如图6所示.

图6 拓扑变换3等效电路

其初始条件为：Ucb（t2）近似等于Ucb1，IP（t2） =I2.由此可得：

当t=t3，电路中的电流减小为零时，将结束该模式进入下一个工作状态.

由于主回路中只有变压器的漏感存在，因此阻挡电压Ucb迅速将主回路的电流IP回复到零.饱和电感Ls退出饱和状态，呈现出很大的电感量.

2.4 拓扑变换4（t3，t4）

当主回路中的电流减小到零时，电流继续向反方向增加，但主电路中的电流被保持在零状态，因为此时饱和电感已经退出饱和状态变为不饱和，呈现一个远大于漏感Lk的电感量以阻挡反向电流的增加，因此阻挡电容上的电压完全加在饱和电感上.此时的等效电路图如图7所示.阻挡电容上的电压保持不变，S4仍导通，但由于主电路中没有电流流过，所以开关管S4中的电流为零.

图7 拓扑变换4等效电路

2.5 拓扑变换5（t4，t5）

在t4时刻，开关管S4关断，此条件为零电流状态下关断.经过一个死区时间后开关管S3开通.此时阻挡电容上的电压不变，主电路中的电流仍为零.其等效电路如图8所示.

图8 拓扑变换5等效电路

2.6 拓扑变换6（t6，t7）

在t5时刻开关管S3开通，但由于此时饱和电感Ls尚未饱和，IP经过一定的滞后再迅速上升，在阻断电容和输入电压的共同作用下饱和电感很快又进入饱和区.因为有一定的电流滞后，所以使开关管S3的开通损耗大大降低.在t6时刻，IP达到输出电流在主回路的折合值，变压器副边出现电压，电源再次向负载输送能量，电容Cb的电压Ucb由正向负逐渐减小，进入下半个对称的周期.此时等效电路图如图9所示.

图9 拓扑变换6等效电路

由于此过程很短，因此可认为Ucb（t）不变.由此可得到变压器初级绕组电流为：

由DC/DC变换器的6个拓扑状态变换过程的分析可以看出，当给定了饱和电感的数值后，通过合理选择电容C1，C2，Cb的容量，肯定存在满足DC/DC变换器软开关工作的条件，通常来说高频变压器都存在一定的漏感，因此可以用高频变压器的漏感来代替饱和电感Ls.

3 DC/AC周波变换器的控制方法

全桥DC/AC周波变换器由S5～S10构成.采用三相变换器而不采用单相变换器的原因在于系统需要实现恒流放电，只有三相周波变换器才能保证在各个时间段内输出一个恒定的功率.正弦波脉宽调制（SPWM）控制主要着眼于使逆变器输出电压尽量接近于正弦波，电流跟踪控制则直接考虑输出电流是否按正弦变化.

为了达到最优的瞬时功率控制，本文采用瞬时无功功率理论来实现.基于瞬时无功功率理论的检测方法有p-q法和ip-iq法.本文采用p-q法［7］，因为控制的目的是实现恒定目标功率的输出.通过数字锁相技术可以得到代表A相电压的瞬时相位特性cosωt，并将蓄电池的电压U和放电电流I的乘积作为p-q算法中的，并令=0.其控制算法如图10所示.

图10 改进的p-q算法

得到所要求的控制电流信号iaf，ibf，icf后，再与全桥DC/AC周波变换器的输出电流ia，ib，ic分别进行比较，然后应用滞环比较控制方法就能够得到所要求的三相正弦输出.

TMS320F28035微处理器是32位定点数字信号处理器，具有C28xTM内核、60MIPS的操作能力、单3.3 V电源，以及16路ADC模数转换通道和14路PWM脉宽调制等丰富的片内资源，完全能够满足本方案所提出的系统控制要求.通过三相交流电压电流检测回路和蓄电池直流电压电流检测回路，DSP可以通过相应的驱动电路实现上述的控制策略，以及恒输入电流的正弦波输出.

4 电路仿真

采用电路仿真软件PSIM对整体电路进行仿真实验，实验结果如图11至图13所示.

由图11可以看出，12 V蓄电池工作在基本接近恒流放电状态，完全满足蓄电池恒流放电的要求;由图12可以看出，周波变换器的直流输入电压维持在582 V左右，表明DC/DC变换器和周波变换器工作均处于稳定状态;由图13可以看出，周波变换器工作状态符合设计要求.

图11 12 V电池的电压和放电电流波形

图12 周波变换器的输入电压波形

图13 周波变换器的输出电压电流波形

5 结论

（1）为了满足蓄电池的恒流放电要求，在对全桥DC/DC变换器进行控制时必须增加输入电流的检测回路，并加入输入电流的控制;

（2）在低压大电流情况下使用MOSFET的全桥DC/DC变换器，采用ZVSZCS（零电压零电流）软开关技术比ZVSZVS（零电压零电压）软开关技术可以明显减少开关损耗;

（3）可利用高频变压器的漏感代替饱和电感，以降低成本，但会增加变压器绕制的难度;

（4）使用隔直流电容可以解决高频变压器由于直流偏置产生的饱和问题;与工频变压器相比，采用高频变压器可以减少逆变电源的体积;

（5）高频变压器绕组采用多股软铜漆包线可以明显改善变压器的性能;采用变压器驱动MOSFET不仅可以降低驱动成本，而且可以提高驱动电路的可靠性;

（6）全桥DC/AC周波变换器采用瞬时无功功率理论的p-q法能够减少控制的复杂性;采用瞬时无功功率理论可轻松解决全桥DC/AC周波变换器与系统电网的并网问题，实现能量反馈到电网中，在降低能源消耗的同时可以减少损耗;

（7）采用32位定点数字信号处理器TMS320F28035可以实现灵活的控制策略.

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（编辑胡小萍）