射频信道非线性失真对多载波数字通信的影响及常用线性化技术分析

校 莉

(中国西南电子技术研究所,成都 610036)

1 引 言

随着现代无线通信系统通信速率和带宽的不断提高,宽带抗干扰和如何有效利用频率资源成为通信系统发展的关键,为此,以正交频分复用(OFDM)为代表的多载波数字通信技术得到了快速发展。多载波通信系统通过将宽带频域信道分成多路子信道,在每个子信道上使用一个子载波进行调制,各子载波并行传输的方式[1]有效降低了码元速率,减少了多径衰落的影响,同时由于各信道子载波之间相互正交,各子通道在频域上可以紧密排布,有效提高了频谱资源的利用率。

目前,OFDM技术为代表的多载波数字通信技术已经大量应用于非对称用无线局域网(WLAN)、3G无线通信等民用系统[2],功放及信道链路的线性化技术成为近年来民用通信领域研究的热门和重点。在卫星通信、高速数据链等军用系统中,多载波数字通信技术也逐步开始使用,但是由于系统工作频率更高,同时对通信误码率要求更严,因此系统非线性特性影响更加突出,线性化设计难度也更高。为此,本文针对多载波数字通信应用需求,深入研究了射频信道非线性失真的影响以及常用的线性化技术。

2 射频电路非线性失真特性

2.1 非线性特性的数学表征

分析微波射频电路中非线性特性的影响,需要了解信号通过该电路时的输入输出关系[3]。如果输入信号vin(t)是幅度为Vin、频率为fc的正弦函数,对于线性电路,输出信号vout(t)与输入信号vin(t)有如下关系:

式中,A为与时间无关的常数。

对于无记忆的非线性电路,输出信号中除了基波信号外,还将产生直流分量和高次谐波分量,其输出为

如果电路中含有电抗器件,则非线性电路会具有记忆效应,此时输出信号不仅取决于t时刻的输入信号,还与其它时刻的输入信号有关。对于由多个正弦波组成的离散谱信号,利用Volterra级数展开并进行傅里叶变换后可以表示为[4]

输出信号的DC分量由g0=G0给出,基波分量由G1(f1)Vin(f1)给出,其它的高次项表示电路的谐波响应和交调响应。通常情况下对微波射频电路的非线性分析中,很少要求提取其高次Volterra级数表示,这样可以将电路简化为无记忆电路或有限记忆电路[3]。

2.2 非线性失真特性表现

所有的微波射频电路都存在一定程度的非线性特性[4]。输入信号通过非线性电路后,不仅基波信号本身的幅度、相位与线性系统相比会发生偏差,同时还会产生新的频率分量。这些不同的影响在模拟和数字通信系统中具体表现为增益压缩、相位失真、谐波失真、交调失真以及相邻信道干扰等不同的失真干扰形式,这些失真都会造成输出信号时域波形的失真变形,影响系统通信能力,而对宽带高速数字通信系统的影响尤为严重。

非线性射频微波电路的输入信号为正弦波时,输出信号可以表示为

(1)谐波失真

输出信号中,与基波分量fc一起,还存在直流分量以及fc整数倍处的谐波分量。一般情况下,输出信号的直流分量和谐波分量与基波分量离得较远,可以利用带通滤波器滤除。射频微波电路设计中通常用谐波抑制指标表示其谐波失真的程度。数字及模拟通信系统的发射链路如果存在严重的谐波失真,会产生无用的高频分量,干扰其它无线系统,导致系统的电磁兼容性能下降。

(2)增益压缩

除了谐波失真外,输出信号的基波已经被修正,不再是线性项g1。根据能量守恒,信号传输及放大过程中,由于有部分能量被分配到了直流分量和谐波分量,与线性增益相比,基波信号的增益必然产生一定的压缩。基波信号增益一般会随着输入信号幅度或功率电平的增加而减少,这些主要与器件的电流饱和或截止有关[5]。

射频微波电路中,通常用实际增益与线性增益相比下降1dB时的输出(或输入)信号电平即P1dB指标来衡量电路的增益压缩情况。对于数字及模拟通信系统,增益压缩主要会导致信号幅度的非线性变化,造成幅度调制方式下通信误码率的提高。增益压缩严重的情况下,会造成信号时域波形的“削顶”。对于多载波通信,由于其信号的峰值功率与平均功率相比较大,影响会更加明显。

(3)相位失真

为了滤波或隔直,微波射频电路中常常使用电容或电感,这将导致电路具有短期记忆效应,从而引起电路的AM-PM失真,即输出信号的相位不仅与输入信号的相位相关,还与输入信号的幅度相关。一般情况下,当输入信号输入幅度的变化较小时,由此引起的相位偏差关系可以视为线性。可以通过测量1dB增益压缩点的相位偏差 (P1dB)来计算FM调制指数k ,用以衡量电路的相位失真特性。与增益压缩类似,微波射频电路从低功率到P1dB处其相位偏差较小且缓慢变化,当功率电平超过 P1dB,电路被严重压缩时,输出信号的相位偏差会急剧增加。

对于多载波通信系统,为了提高频谱利用率一般要求载波信号相互之间正交[6]。但由于信号波形幅度变化较大,电路的非线性相位失真可能会引起载波信号相位的抖动,破坏多个载波相互之间的正交性,形成载波间串扰,从而造成邻道干扰,导致系统误码率提高。

(4)交调失真

如果信号中存在频率相近的多个频率分量,非线性电路会产生交调失真(IMD),在邻近信道处产生新的频率分量。与谐波失真不同的是,由于交调失真产物一般处于信号带内或距离边带很近,无法通过滤波器滤除。

交调失真最常用的衡量指标是双频交调失真。假设输入信号中存在频率为f1和f2正弦波,通过非线性电路后,会在f1和f2两边产生大量的奇次谐波失真,其中2f1-f2和2f2-f1称为三阶交调,影响最为严重。

对于多频信号,与双频信号的主要区别是信号功率的峰值与平均值之比即峰均比(PAR)不同。一个双频信号的平均功率等于两个载频信号的功率之和,而峰值功率是单个载频功率的4倍。对于一个n频的信号,其峰均比为

如果多频信号中拥有10个幅度相同的载波,相位对齐的情况下,其峰值功率将是平均功率的10倍,是单个载频信号的100倍,其非线性失真影响更大。同时,由于有多个频率相近的基波载频信号,其交调产物更多,并与基波信号邻近或混叠,造成带内干扰或邻道干扰。对于密集多频信号的交调失真特性,通常用噪声功率比(NPR)指标来衡量。

(5)数字调制信号失真

微波射频电路的非线性失真对数字信号的影响和对模拟信号的影响是一样的[3],主要是造成增益压缩、相位变化及产生新的交调频率分量。以QPSK和QAM为代表的数字调制方式中,幅度和相位信息都用来产生数字调制信号,因此信号通过非线性电路后,会表现为输出信号(I、Q矢量信号)在时域星座图中的目标点周围抖动甚至混叠,造成比特误码率的提高。对于输出信号的I、Q矢量误差情况,可以用误差矢量幅度(EVM)指标衡量,其定义为所有误差矢量模值的总和除以取样数[4]。数字调制信号的非线性交调失真主要表现为在频域的相邻频道上产生无用信号电平,从而造成对系统其它用户的干扰。对于数字信号的交调失真,一般用相邻信道功率抑制比(ACPR)衡量。ACPR定义为相邻信道规定带宽内的总干扰功率与固有信道规定带宽内的信道载频功率的比值[5,6]。

对于多载波数字通信系统的设计,必须开展其射频微波电路的非线性特性分析[7],其中不仅包括了多载波信号的高峰均比可能带来的各种干扰分析,同时还需要开展数字调制信号的EVM和ACPR特性分析。这就要求在系统设计时,对射频电路非线性特性、调制解调方式、基带信号处理等多方面性能进行综合考虑。常规的设计分析方法已经无法满足多载波通信系统的设计要求,可利用数字电路和模拟电路混合仿真的软件虚拟技术在前期进行方案验证。

3 非线性失真对多载波数字通信影响的仿真

利用ADS仿真软件进行仿真。对于16QAM调制方式、单载波数字通信的输出频谱及输出信号星座图如图1所示。在理想信道情况下,整个系统的EVM非常小,仅为0.9%。

图1 单载波16QAM理想通信系统仿真Fig.1 Simulation of mono-carrier 16QAM ideal communication system

在上述系统中加入放大器模型,模拟放大器所引入的非线性增益压缩及相位失真等效应,其仿真结果如图2所示。此时系统的EVM增加到5.9%。

图2 单载波16QAM非线性通信系统仿真Fig.2 Simulation of mono-carrier 16QAM non-linear communication system

将3个相同的16QAM非线性信道使用功率合成器拼成多载波信号源,在相同的非线性放大器的作用下,由于多载波间的干扰,导致EVM从5.9%增加到7.6%,如图3所示。

图3 多载波16QAM非线性通信系统仿真Fig.3 Simulation of multi-carrier 16QAM non-linear communication system

多载波通信系统中同时存在多路信号,信号时域波形峰值功率远远大于每个子信号载频的功率之和,这对射频信道的线性度提出了极高的要求。对于多载波数字通信系统,一方面由于其非线性增益压缩和相位失真会导致调制信号幅度和相位信息的变化,造成误码率的提高;另一方面由于其非线性相位失真和交调失真会破坏子载波之间的正交性,导致相邻子载波之间的邻道干扰增加,从而造成载波间串扰,进一步造成系统误码率的提高,因此与单载波相比,其非线性影响更大。

4 常用线性化技术

为了减少非线性特性对多载波数字通信系统的影响,对其射频电路按需要进行线性化改进。

目前,微波射频电路的线性化技术在民用系统中应用较为成熟,主要有功率回退法、前馈法(Feedforward)、反馈法(Feedback)、预失真法(Predistortion)以及非线性部件实现线性化(LINC)等[8,12]。这些方法各有特点,适用于不同的应用环境。

(1)功率回退法

功率回退是指工作时其最大信号电平与系统的压缩点相比降低一定幅度,这样整个系统将工作在比较理想的线性放大区域[9]。与其它线性化技术相比,功率回退法是最简单,也最常用的线性化技术,同时可以适用于系统级电路,因此对于多载波数字通信等线性化要求高的系统,其接收信道和发射通道的前级一般都采用功率回退以保证其线性指标,足够的功率回退余量能够使系统的三阶交调抑制达到60dBc以上。但是对于大功率功放单元,采用功率回退技术会严重降低功率放大效率,造成系统体积、功耗以及成本的急剧增加,因此需要采用其它的功放线性化技术[8,10]。

(2)预失真技术

预失真技术是根据预先得到的功率放大器的非线性情况,在功率放大器前增加一个非线性电路(预失真电路)用以补偿功率放大器的非线性,使功率放大器的非线性得以矫正[11]。按照预失真器的实现方式,可分为模拟预失真和数字预失真(Digital Pre-distortion,DPD)。模拟预失真器利用混频、滤波以及延时等模拟电路实现,电路原理简单,同时工作频率较高,可以直接实现功放的射频预失真,但是其电路结构复杂,电路的适应能力较差,同时高阶频谱分量抵消困难。数字预失真器采用数字电路实现,在知道主放大器非线性特性的基础上,可以通过多项式逼近或查表的方式实现反向特性预失真处理,对功放进行线性补偿[12-14]。数字预失真技术电路简单,同时具有一定自适应能力,可抵消非线性高阶分量。但是受数字电路器件性能限制,数字预失真一般用于中频或基带部分。

(3)负反馈法

反馈型采用了传统的负反馈放大器设计方法,在放大器设计中引入直流负反馈以及交流负反馈,可以减少晶体管静态工作点对晶体管参数的依赖性,改善放大器一系列重要性能,包括非线性特性的改善[12]。负反馈法线性功放具有结构简单、方式多样、成本低廉等优点,但为了保持反馈回路的稳定,工作带宽有限,同时其功放的增益及效率有所下降。

(4)前馈法

前馈技术是将输入的射频信号经功分器将其分成两路,其中一路信号经过主放大器,由于放大器的非线性失真,输出的信号除了所需要的主频信号外,还存在着高阶干扰,这是需要消除的信号。另外一路信号先经过移相器后信号反相,再与从主放大器输出的一部分信号合成,抵消主频信号后,剩余谐波信号经放大及移相后再与主放大器输出信号合成,抵消主信号中的高阶谐波分量,从而实现功放的线性化[9,11]。前馈型具有很高的线性度和大带宽等优点,但由于电路结构复杂,成本昂贵,而且效率低,主要用于大功率放大器中。

(5)线性化Doherty功放

线性化Doherty功放是最新,也是民用通信系统正在大力发展和使用的功放级线性化技术。Doherty放大器主要由载波放大器和峰值放大器两个功率放大单元组成。信号从放大器的输入端进入,经过功分器分成两路,分别输入载波放大器和峰值放大器。经过放大器之后两路信号最终在末端直接耦合输出[15,16]。其中载波放大器工作在AB类,峰值放大器工作在C类。通过合理地设置工作点和匹配电路,输入为小信号时载波放大器工作,峰值放大器截止;输入为大信号时峰值放大器导通工作,开始饱和输出,因此Doherty放大器与常规放大器相比,其功放效率高很多,同时非常适用于多载波系统中的高峰均比信号的放大。同时,通过实验可知LDMOS功放互调分量的输出相位对栅极偏置极为敏感,在不同的偏置状态下,功放管互调产物的输出相位会发生较大变化,而其载波相位变化相对很小,如果射频功放器件采用LDMOS管,合理地调节偏置状态可以使Doherty功放的峰值放大器和载波放大器的三阶互调分量接近于反相状态,而载波相位处于同相状态[15]。这样,载波相互迭加而互调成分被对消,使功放的线性度得以提高。线性化Doherty功放目前已经可以在百瓦输出功率量级上做到电源效率超过45%,三阶交调抑制改善15～20dBc。

5 结 论

多载波数字通信系统设计中,多种方法可以改善射频信道的非线性特性,但是除功率回退外,负反馈及预失真等其它技术都是针对功放的器件级改进措施,而在多信号激励下,混频器、开关等器件也存在非线性特性,同时多级器件的级联也会恶化电路非线性影响。因此,对于高频段多载波数字通信系统射频电路的设计,除功放以外的发射通道和接收信道可采用功率回退技术保证整个链路的线性度指标,而高频功放模块为了保证其工作效率和线性度,应当开展相关高频线性化Doherty功放技术研究。相信通过系统性的线性化设计,射频信道的特性能够满足多载波通信系统的性能要求。

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