超声相控阵系统中高精度相控发射和相控信号并行处理的实现

孔 超,魏 恭,师芳芳,蔡慧智

(1.中科院声学研究所,北京 100190;2.空军驻绵阳地区军事代表室,绵阳 621104;3.中科院声学研究所声场声信息国家重点实验室,北京 100190)

超声相控阵检测技术是近几年来超声无损检测领域发展起来的一项新技术。在超声相控阵检测系统中,为了获得被检物体的清晰实时成像,需要对换能器各阵元发射和接收相位进行精确控制以及对多路相控回波信号进行实时处理。目前,相控发射电路大多采用CPLD+模拟延迟线(如LC网络)的结构来获得较高的相控发射精度,但该种方式需要采用LC网络,其电气参数难以稳定且抗干扰能力差,并且由于延迟线的调整需要采用多通道示波器来手动实现,延时量改变起来非常繁琐;常见的超声相控阵检测系统均采用DSP作为信号处理器,由于DSP本身的通信带宽和处理能力有限,难以实现多路相控回波信号的实时通信及处理;另外,目前常见的相控接收电路大多采用模拟电路来实现,电路结构比较复杂。基于上述问题,笔者提出了一种基于FPGA的高精度相控发射和相控信号并行处理的实现方式。

1 超声相控发射与相控信号处理的基本原理

1.1 超声相控发射的基本原理[1]

超声相控发射是通过分别调整阵列换能器中各阵元的发射相位(延时),使得各阵元发射的超声子波束在空间叠加合成,形成所需的声束聚焦,如图1所示。

图1 超声相控发射聚焦示意图

从图1中可以看出,阵列换能器各阵元的激励时序是两端阵元先激励,逐渐向中间阵元加大延迟,使得合成的波阵面指向同一个曲率中心P,这就是发射相控聚焦。对于声束的旁瓣声压,文献[2]中表明,延时量化误差产生离散的误差旁瓣,从而降低超声成像动态范围,其均方根(RMS)延时量化误差与主瓣幅值之比为：

1.2 超声相控信号处理的基本原理

超声相控信号处理是利用数字信号处理技术,对多路相控回波信号进行处理来获得探伤结果。多路超声相控信号的处理包括以下过程：①首先对回波信号进行带通滤波,用来滤除信号的噪声。②相控包括发射相控和接收相控,发射相控是通过发射电路来实现的,而接收相控是发射相控的逆过程,是利用数字信号处理技术,通过对回波信号的延时补偿来实现的;由于发射的延时精度通常都很高,而回波信号的采集速率无法与之匹配,因而为了实现高精度的延时补偿,通常首先对回波信号进行有效插值,然后再进行延时补偿,详见文中第3.2节。③在对多路相控回波信号进行延时补偿后,需要对多路回波信号进行叠加来提高探测精度。④对叠加后的信号进行包络提取。⑤对提取的包络进行阈值处理,来获得探伤结果。超声相控阵信号处理的原理如图2所示。其中,相控回波信号的路数取决于换能器阵列的动态阵元数。

2 超声相控阵系统的设计思想及关键参数选择

2.1 设计思想[2-5]

超声相控阵系统具有两个特点,即超声相控的发射延时精度要控制在纳秒级,以及多路相控信号的采集和处理需要很高的吞吐量。也就是说,该系统涉及到高精度的时序控制、高速的通信和处理能力的问题。随着现代集成电路的发展,一些高端的FPGA可设计出高达550MHz的高速计数器,并且拥有丰富的高速I/O引脚资源和DSP硬核资源等,可以提供高精度的延时控制以及高速的通信与处理能力,特别适合于文中所述系统的设计。

基于FPGA的超声相控阵系统设计的基本思想是：第一,利用FPGA丰富的I/O引脚资源和高速计数器,通过开关矩阵与FPGA相结合,来实现换能器阵列的发射波束的自动偏转和聚焦深度的自动改变。第二,利用FPGA丰富的高速I/O引脚资源和DSP硬核资源,采用AD芯片与FPGA相组合,来实现多路信号的实时采集和并行信号处理,获得探伤结果,最终将探伤结果和处理结果实时上传至上位机进行成像,这种方法大大减小了多路采样数据给系统带来的通信压力,特别适合超声相控阵系统。第三,上位机通过向FPGA传送控制参数,实现整个系统的控制。基于FPGA的超声相控阵系统的设计如图3所示。

图3 基于FPGA的超声相控系统设计的原理框图

2.2 关键参数与器件选择

2.2.1 动态阵元数[6-10]

在超声相控阵系统中,换能器阵列的动态阵元数越少,对应的发射声束的能量就越小,回波信号越弱,探测精度越低;动态阵元数越多,对应的聚焦性能就会变差,探测效果也不好。因此需要对动态阵元数作折衷处理,通常取16。

2.2.2 FPGA的选择

在系统中,由于FPGA中的计数器模块要工作在较高时钟频率下,并且要有丰富的DSP硬核资源以及较多的高速I/O接口资源,因此,笔者选择了Xilinx公司的高端FPGA(XC5VSX95T)。其计数器模块可工作在 550MHz,具有多达 640个DSP48E硬核和320个高速差分对引脚,可以满足系统要求以及未来的算法扩展。

3 基于FPGA的超声相控发射与相控信号处理的实现

FPGA中的逻辑设计的模块划分如图4所示。其中,初始化寄存器接口模块用于实现上位机在系统上电时对FPGA的初始化;扫描切换控制模块用于实现相控阵的选路,从而实现波束的偏转;高精度相控发射模块用于在选路完成后实现多个阵元的延时发射,从而实现聚焦深度的控制;16路A/D接口模块用于将16路A/D采集的高速串行LVDS数据转换为并行数据(16bits),并保存在缓存中;16路相控回波并行处理模块用于从缓存中取出16路回波信号的采集数据,并对16路回波信号进行并行信号处理,获得探伤结果;结果上传模块用于将处理结果和探伤结果上传至上位机。

3.1 高精度相控发射模块

图4 FPGA中的逻辑设计的模块划分

单路高精度相控发射模块的结构框图如图5所示。从图中可以看出,单路高精度相控发射模块是由一个高速计数器,一个高速同步大于比较器和一个高速同步小于比较器以及一个与门组成。整个模块的工作时钟CLK为500MHz;高速计数器的清零信号CLR为发射重复频率(5kHz)下的单脉冲信号,用来在每次发射前使计数器清零;延时长度和发射脉宽的值是通过上位机初始化时设置在寄存器之中的。当计数器的输出值在(延时长度,延时长度+发射脉宽)之间时,模块输出为1;其它时刻模块输出为0,从而获得一个具有2ns精度的延时和固定宽度的激励脉冲Q[i]。

图5 单路高精度相控发射模块的结构框图

3.2 16路相控回波信号并行处理模块

16路相控回波信号并行处理模块实现的结构框图如图6所示。各个模块的功能如下：

(1)FIFO模块 用于实现16路A/D采集的相控回波信号的缓冲,信号位宽为16位;为了防止数据流的拥塞,信号并行处理模块读FIFO的时钟频率要大于A/D写FIFO的时钟频率。在本系统中,由于A/D采集的工作时钟为100MHz,则信号并行处理模块的工作时钟为125MHz。

(2)FIR模块 用于滤除回波信号中的噪声,它为33阶FIR带通滤波器,采用窗函数法(凯泽窗)设计,由于阵列换能器的中心频率为5MHz,则FIR模块的通带范围为3.5～6.5 MHz。

图6 16路相控回波信号并行处理模块的子模块框图

(3)高精度相控接收的实现 由于相控阵的发射延时精度为2 ns,则要直接实现高精度相控接收,需要A/D工作在500 MHz;但是,这会带来更大的数据量,并且在工程上也是没有必要的。目前,A/D采样的采样时间精度为10 ns。为了实现高精度的相控接收,首先对延时补偿表中的延时补偿长度对10 ns求商和取余数,分别对应10 ns延时个数(即延时因子)和2 ns延时个数(即插值因子);然后在利用插值因子对回波信号进行插值后,再利用延时因子进行延时补偿。

插值模块是利用插值因子来实现对滤波后的信号进行一阶线性插值;由于插值模块的工作时钟为125 MHz,则直接采用组合逻辑来无法实现,因而采用DSP48E硬核来实现。

延时补偿模块是利用延时因子对滤波后的信号进行10 ns的延时补偿,主要是通过计数器和数据缓冲FIFO来实现的。

(4)16路信号叠加模块 用于对延时补偿后的16路信号进行叠加。由于16路信号叠加模块的工作时钟为125 MHz,则直接采用组合逻辑,无法实现如此高速的16路信号叠加,因而,需要通过调用DSP48E硬核资源来实现;每个DSP48E仅可实现4路信号叠加,则16路信号需要两级叠加,共占用5个DSP48E硬核。

(6)取包络模块 它是利用离散希尔伯特变换的方法对16路叠加后的信号进行取包络,离散希尔伯特变换采用35阶FIR滤波器来实现。

(7)报警模块 用于对提取的包络进行一系列阈值处理(阈值由上位机加载)来获得报警结果;报警结果和处理结果保存在较大缓存中供上位机来读取。

4 实测结果[11-13]

利用设计完成的超声相控阵系统进行缺陷检测,其中,相控阵探头中心频率为3.5 MHz,检测试样为带有人工缺陷横向裂纹的钢管,裂纹宽度为2 mm。在上位机软件中,检测试样可以被实时成像;另外,检测试样在上位机中(目前,换能器阵列仅覆盖120°圆周,B扫界面仅对1/3圆周成像)的显示如图7所示。从图中可以看出,钢管中的横向裂纹成像(箭头指向的位置)非常清晰;另外,裂纹下方可以清晰地看到下表面回波。

图7 上位机软件及实际检测结果

也就是说,利用设计的超声相控阵系统,可以对被检物体进行实时和清晰的成像。

5 结语

提出了一种基于FPGA的超声相控阵系统中高精度相控发射和相控信号并行处理的实现方式。相控发射电路采用FPGA中的高速计数器来实现,可以获得高达 2 ns的延时精度,相对于传统的CPLD+延迟线结构,实现起来更加简单;另外,利用FPGA中的高速I/O引脚以及DSP硬核资源来实现16路回波信号的实时采集和全并行信号处理,取代了传统的DSP芯片,提高了系统的实时性;在FPGA中采用首先插值然后延时补偿的方法实现了高精度的相控接收,取代了传统的模拟电路的方式。实测结果表明,利用文中所述的方式可以较好地对钢管的缺陷进行实时和清晰的成像。

[1]鲍晓宇,施克仁,陈以方.超声相控阵系统中高精度相控发射的实现[J].清华大学学报(自然科学版),2004,44(2)：153-158.

[2]Peterson D K,Kino G S.Real-time digital image reconstruction：A descriptive of imaging hardware and analysis of quantitative errors[J].IEEE Trans onUltrasonics,1984,31(2)：337-338.

[3]Martin R,Komatitsch D,Ezziani A.An unsplit convolutional perfectly matched layer improved at grazingincidence for seismic wave propagation in poroelastic media[J].Geophysics,2008,73(4)：T51-T61.

[4]Huang R,Schmerr L W,Sedov A.A new multigaussian beam model for phased array transducers[J].Review of Quantitative Nondestructive Evaluation,2007(26)：751-758.

[5]Drossaert F H,Giannopoulos A.A nonsplit complex frequency-shifted PML based on recursive integration for FDTD modeling of elastic waves[J].Geophysics,2007,72(2)：9-17.

[6]Drossaert F H,Giannopoulos A.Complex frequency shifted convolution PML for FDTD modelling of elastic waves[J].Wave Motion,2007,44(7-8)：593-604.

[7]Komatitsch D,Martin R.An unsplit convolutional perfectly matched layer improved at grazing incidence for theseismic wave equation[J].Geophysics,2007,72(5)：155-167.

[8]Poguet Jerome,Petru Ciorau.Special linear phased array probes used for ultrasonic examination of complex turbine components[J/OL].www.ndt.net,2002,7(10)：2-20.

[9]Howard P,Klaassen R,Kurkcu N.Phased array ultrasonic inspection of titanium forgings[J].Review of Quantitative Nondestructive Evaluation,2007(26)：853-861.

[10]Shi-Chang Wooh,Yijun Shi.Influence of phased array element size on beam steering behavior[J].Ultrasonics,1998(36)：736-749.

[11]Bohenick M,Blickley E,Tittmann B R,et al.Investigating a stepped ultrasonic phased array transducer for the evaluation and characterization of defects[J].Proc of SPIE,2007(6532)：1-7.

[12]Erhard A,Schenk G,Möhrle W.Ultrasonic phased array technique for austenitic weld inspection[A].Proc of the15th WCNDT[M/CD].Rome,2000：192.

[13]Rao M,Q Chen,Shi H,et al.Normal and shear strain estimation using beam steering on linear-array transducers[J].Ultrasound,2006,33(1)：57-66.