基于PWM的低温度依赖基准电压电路设计

吴铁峰，张鹤鸣，胡辉勇，李敏

(1. 西安电子科技大学 微电子学院宽禁带半导体材料与器件重点实验室，陕西 西安，710071；2. 佳木斯大学 信息电子技术学院，黑龙江 佳木斯，154007)

基于PWM的低温度依赖基准电压电路设计

吴铁峰1,2，张鹤鸣1，胡辉勇1，李敏1

(1. 西安电子科技大学 微电子学院宽禁带半导体材料与器件重点实验室，陕西 西安，710071；2. 佳木斯大学 信息电子技术学院，黑龙江 佳木斯，154007)

为了给脉宽调制(PWM)控制器提供稳定的工作电压，基于齐纳二极管的正温度系数和三极管B-E结的负温度系数之间的温度补偿原理，设计1个结构简单、性能优越的高精度基准电压电路，并应用华越SB45双极工艺在 Candence中进行仿真。研究结果表明：该电路能够提供多路稳定的基准工作电压，而且具有较高的电源电压抑制比，对温度依赖程度很小；在−55～125 ℃范围内，该电路的温度系数为1.2×10−6/℃；当电源电压为8～30 V时，线性调整率约为0.4 mV/V，电源电压抑制比为77.54 dB，能够满足PWM控制器的工作需求。

电压基准；脉宽调制控制器；温度系数；温度补偿；双极工艺；模拟电路

在模拟集成电路和数模混合电路中，电压基准都起到了非常重要的作用。大量的集成电路如模数转换器、线性调整器、开关调整器等都需要电压基准电路来提供可靠、稳定的电压[1−2]。用来形成基准电压的方式有几种，一般包括带隙电压基准和利用前向VBE特性、齐纳二极管的反向击穿特性等构成电压基准[3−4]。自Robert于1971年提出了带隙基准后[5]，由于它具有低温度依赖和高电源电压抑制比等优良特性，这种基准就被广泛地使用。然而，由于实际应用中带隙基准需要以放大器为基础来构成，因此，结构相对复杂，并且有失调电压存在[5−7]。针对这些问题，本文作者提出了一种利用齐纳二极管的正温度系数和三极管 B-E结的基准电路。该电路由负温度系数特性构成，具有低噪声和低温漂的特性[8−11]。用于 PWM 控制器的电源电压时具有抑制比高、结构简单、性能优异、精度高等特点。通过Candence中Spectre仿真并测试，在−55～125 ℃内，电路温度系数约为 1.2×10−6/℃；当电源电压从8 V 到 30 V变化时，电路的线性调整率为0.4 mV/V；电源电压抑制比为77.54 dB。该基准电路的设计可以满足PWM控制器的实际工作要求，并已经应用于芯片中。

1 电压基准设计

1.1 电压基准设计原理

电压基准设计原理如图1所示。

图1 基准产生原理Fig.1 Reference principle

与温度关系很小的电压或电流基准被证实在许多模拟电路中是必不可少的。因为大多数工艺参数是随着温度变化的，所以，若1个基准与温度无关，则它通常也与工艺无关。若将2个具有相反温度系数的量以适当的权重相加，则结果就会显示出零温度系数。例如，对于随温度变化向相反方向变化的电压U1和U2，选取系数1和2使得这样就得到了具有零温度系数的电压基准UREF，

在半导体工艺的各种不同器件参数中，双极晶体管特性参数的计算非常复杂，并且具有能提供正温度系数和负温度系数、严格定义的量。尽管 MOS器件的许多参数通过基准产生[12−13]，但是双极电路仍是这类电路的核心。

双极晶体管的基极−发射极电压即 PN结二极管的正向电压具有负温度系数。首先，根据容易得到的量推出温度系数的表达式。对于1个双极器件的某电极电流其中：温度的电压当量 UT=kT/q；k为波耳兹曼常数；T为热力学温度；q为电子电荷；饱和电流IS正比于 μkTn；μ为少数载流子的迁移率；ni为硅的本征载流子浓度。这些参数与温度的关系可以表示为所以，

式中：Eg=1.12 eV，为硅的帯隙能量；且b为比例系数。由可计算基极−发射极电压的温度系数。在UBE对T取导数时，IC也是温度的函数。为了简化分析，假设IC保持不变，则

式(6)给出了在给定温度T下基极−发射极电压的温度系数。由式(6)可见：温度系数与UBE有关；当UBE=750 mV，T=300 K时，

图1所示为基准电压电路的设计原理。三极管B-E结在室温下存在负的温度系数，其dUBE/dT大约为−1.5 mV/℃，而齐纳二极管则相应地有正的温度系数，其dUDZ/dT一般为2 mV/℃。而通常当齐纳二极管的压降UDZ在6～9 V时[14−15]，会产生恒定的工作电压。这样，利用UBE的负温度系数和UDZ的正温度系数之间的温度补偿原理，可以构成理论上温度无关的基准电压电路。

因为UDZ和UBE会随着温度的改变产生相反的变化，因此，通过选择合适的m和n，可以使下式成立：

于是，与温度无关的电压基准可以表示为：

式中：m和n均为调整系数。

1.2 基准电压电路设计

基准电压电路如图2所示(其中：R为电阻；T指三极管)。可见：基准电压电路主要由启动电路、基准产生电路、保护电路和电阻网络组成；其中，虚线左侧为启动电路和电阻网络，虚线右侧为基准产生电路和保护电路。对于带隙基准电压电路，一般都有运算放大器，因此，由它所得的输出电压会失调电压影响而失真，而且电源电压抑制比也受运算放大器影响而下降，从而带隙电压基准的性能也被严格限制。为了消除这些影响，用共射电路来取代带隙电压基准中的运算放大器，通过优化设计，可以得到1个高电源电压抑制比、低温度依赖的新型电压基准电路。

图2 基准电压电路Fig.2 Voltage reference circuit

对与图2中虚线左侧的启动电路，当电源接通时开始工作，有电流经R2，T1和T5流入电阻网络R。在这种情况下，T3，T4和T5依次导通，T6的基极电压降低，T7～T9也相继导通，这时，齐纳二极管DZ1和DZ2会产生相等的稳定电压，三极管T9的发射极电压为三极管 T3，T4和 T5的总压降为不满足导通条件。所以，这几个三极管随T9的导通而迅速关断，启动过程结束。

电路完成启动后，通过电阻网络R，R7，T16和T18等的分压，在A点产生1个稳定的点位，这里电阻网络R用来调整基准电压的温度系数。从电路图可知三极管T14和T15的集电极电流IC14和IC15分别为：

其中：三极管T14和T15的饱和电流IS14和IS15取决于三极管T14和T15的发射极面积，这里，令它们的面积相等，即ST14=ST15，调节R3和三极管T2的发射极面积，可以使IC14=IC15，于是，有：UB14=UB15。UB14和UB15分别为三极管T14和T15的基极电压，A点电压等于E点电压，即UA=UE，这样，可以获得稳定的基准电压UREF。

通过以上分析可知：F点的电压为UF，流经电阻R6和R7的电流为I。因为UF=UDZ，UA可以通过下式得出：

式(16)表明：当调整电阻网络满足这个条件时，基准电压UREF不再依赖于温度的变化。

图2中：在虚线右侧存在由三极管T11和T12构成的达林顿管，可以提供输出电流。过流保护电路由三极管T13和电阻R12组成，当电流流经电阻R12，若电流过大，则三极管T13的B-E结电压将升高，从而导通。这种方式可以对三极管 T11的基极电流进行分流，因此，当输出电流过大时，整个电路可以被有效地保护。

2 电压基准的仿真和测试结果

对于用于PWM控制器的电压基准电路，在晶体管级使用华越 SB45双极工艺，在 Candence中利用Spectre仿真工具进行仿真，仿真结果如图3～5所示。由图3中A点和B点的相应数据，电路的温度系数可由下式计算得到：

当输入电压为8～30 V时，基准电压从4.984 94 V增加到4.993 76 V。

图3 基准电压随温度变化曲线Fig.3 Variation of UREF with temperature

图4所示为基准电压UREF随输入电压变化时的曲线。根据图中仿真结果的标注值可以得到以下线性调整率：

当负载电流在0～20 mA范围变化时，基准电压为3.482 75 mV。图5所示为基准电压随负载电流变化的波形。从图5可见，其负载调整率为：

图4 线性调整率曲线Fig.4 Curve of line regulation

图5 负载调整率波形图Fig.5 Curve of load regulation

根据以上理论与实验设计的电压基准部分版图见图6。

图6 电压基准版图Fig.6 Layout of voltage reference

仿真和测试结果比较如表1所示。从表1可知：所设计的基准电压电路完全可以满足PWM控制器的实际工作要求。

表1 仿真结果与测试结果比较Table 1 Comparative results of simulation and measurement

3 结论

(1) 提出了一个结构简单、精度高、对温度的依赖程度低的基于PWM控制器的基准电压电路设计。该电路的设计利用了齐纳二极管的正温度系数和三极管B-E结的负温度系数之间的温度补偿原理。

(2) 从理论上推导出温度无关的条件，使用华越SB45双极工艺所完成的基准电路进行测试，其测试结果与仿真结果相吻合，符合PWM控制器的工作需求。

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(编辑 陈灿华)

Design of low temperature dependence voltage reference circuit for PWM

WU Tie-feng1,2, ZHANG He-ming1, HU Hui-yong1, LI Min1

(1. Key Laboratory of Wide Band-Gap Semiconductor Materials and Devices,School of Micro-electronics, Xidian University, Xi’an 710071, China;2. School of Information & Electronic Technology, Jiamusi University, Jiamusi 154007, China)

In order to provide steady voltage for PWM controller, the design of a high precision bipolar voltage reference circuit which is simple in structure and high performance was presented. The circuit based on the compensation principle between positive temperature coefficient of Zener diode and negative one of B-E junction of triode was used in PWM controller and multi-way steady voltages were brought out. The results show that there is a high power supply rejection ratio (PSRR) with low temperature dependence. The temperature coefficient is about 1.2×10−6/℃ at −55−125 ℃. The line regulation is about 0.4 mV/V in the power supply voltage range from 8 V to 30 V and the PSRR 77.54 dB. The design of circuit can satisfy the requirements for PWM controller.

voltage reference; PWM controller; temperature coefficient; temperature compensation; bipolar process;analog circuit

TN431.1

A

1672−7207(2010)06−2269−05

2010−01−15；

2010−03−22

国家部委基金资助项目(9140C0905040706).

吴铁峰(1974−)，男，黑龙江佳木斯人，博士研究生，从事高速半导体器件与集成电路设计的研究；电话：13227728572；E-mail:wu_tiefeng@163.com