一种适应于直流微电网的全桥LLC变换器

摘" 要： 针对传统的光伏并网隔离型变换器的变压器体积大、损耗高和半导体器件电压应力高等问题，提出一种基于LLC谐振变换器的高增益DC⁃DC变换器。该变换器满足了输入输出之间电气隔离的要求，将全桥LLC谐振变换器与开关电容相结合，有效地提高了变换器的增益，减少了变压器的体积和损耗，降低了半导体器件的电压应力，实现了开关管的零电压开通和二极管的零电流关断，有效地降低了开关损耗。首先对所提变换器的工作原理进行详细分析；其次用基波分析法分析其基本特性，并进行半导体器件电压、电流应力计算及电路的参数设计；最后搭建一台了800 W的实验样机，经过实验验证，该变换器实现了开关管的ZVS开通，二极管的ZCS关断；减小了变压器的体积和铜耗；转换效率最高可达94.9%。二次侧二极管的电压应力为输出电压的[12]，是全桥整流的0.5倍、半桥整流的0.25倍，且平均电流相同，有利于器件的选型，更适用于直流微电网的应用，证明了理论分析的准确性。

关键词： 直流微电网； LLC谐振变换器； DC⁃DC变换器； 高增益； 电压应力； 开关电容； 基波分析法

中图分类号： TN624⁃34； TM46" " " " " " " " " " "文献标识码： A" " " " " " " " " " "文章编号： 1004⁃373X（2025）02⁃0029⁃06

A full⁃bridge LLC converter suitable for DC microgrid

GUO Mengzhu， CHEN Si， ZHENG Zhenyu， GUO Yongyu

（College of Elecrical and New Energy， China Three Gorges University， Yichang 443000， China）

Abstract： In allusion to the problems of large transformer volume， high loss and high voltage stress of semiconductor devices in traditional grid⁃connected isolated photovoltaic converter， a high⁃gain DC⁃DC converter based on LLC resonant converter is proposed. The converter can meet the requirements of electrical isolation between input and output. By combining the full⁃bridge LLC resonant converter with switching capacitors， the gain of the converter is increased effectively， the volume and loss of the transformer are reduced， the voltage stress of semiconductor device is lowered， and zero voltage switching of the switching tube and zero current switching of the diode are achieved， effectively reducing switching losses. The working principle of the proposed converter is analyzed in detail， its basic characteristics are analyzed by means of fundamental wave analysis method， and the voltage and current stress of semiconductor devices are calculated and the circuit parameters are designed. An 800 W experimental prototype is built to prove the accuracy of the theoretical analysis. The experimental verification that the converter can realize ZVS turn⁃on of the switching tube， ZCS turn⁃off of the diode， and reduce the volume and copper consumption of the transformer. The highest conversion efficiency can reach 94.9%. The voltage stress of the secondary diode is [12] of the output voltage， which is 0.5 times that of full bridge rectification， and 0.25 times that of half bridge rectification. The average current is the same， which is beneficial for the device selection and more suitable for the applications in DC microgrids， proving the accuracy of theoretical analysis.

Keywords： DC microgrid; LLC resonant converter; DC⁃DC converter; high gain; voltage stress; switching capacitor; fundamental wave analysis method

随着传统化石能源的枯竭以及全球环境问题的日益严重，光伏发电受到了世界各国的广泛关注[1]，直流配电网相比交流配电网更便于分布式电源及清洁能源发电装置的接入，因而更适应当今社会对电能的需求[2]。光伏直流并网作为一种有效的解决方案，受到越来越多的关注[3]，但光伏组件的固有特性并不满足光伏并网的电压需求，通常在光伏侧与负载侧之间配置电力电子变换器，是解决该问题的有效手段[4]。

面向应用于光伏的直流高增益变换器，国内外学者进行了广泛的研究。文献[5⁃9]分别将Boost、级联Boost、Sepic、Cuk、Zeta拓扑与开关电容相结合形成新的拓扑，有效地增加了输出增益，降低了半导体器件的电压应力。然而，上述变换器不能实现输入输出之间的电气隔离。传统的隔离型拓扑虽然能够通过增加变压器变比提高输出电压增益，但会导致变压器漏感变大、输出侧整流二极管的电压应力增高，从而降低整个变换器的可靠性和效率[10]。文献[11⁃12]分别将反激变换器和全桥变换器与开关电容相结合，但都存在软开关难以实现的问题。

针对上述问题，本文将LLC全桥变换器与开关电容组成的四倍压整流电路相结合。该变换器利用开关电容提高输出电压增益，减少了变压器的体积和铜耗，降低了功率器件的电压应力，提高了变换器功率密度，又能够实现输入输出的电气隔离，更适用于实际工程。

1" 拓扑结构与工作原理

1.1" 拓扑结构

图1为拓扑结构电路图。图中：Vin为变换器的输入直流电压；Cin为输入滤波电容；Vo为二次侧输出电压，逆变网络由4个开关管S1～S4组成；采用占空比接近50%、开关管死区时间固定的互补调频控制方式；CS1～CS4是S1～S4的结电容；谐振网络是由谐振电感Lr、谐振电容Cr和励磁电感Lm组成，变压器T的变比为n∶1；二次侧是由开关电容组成的四倍压整流滤波网络。Lr、Cr串联谐振频率为[fr=12πLrCr]，Lr、Lm、Cr串联谐振频率为[fm=12πCr（Lr+Lm）]；电压、电流参考方向如图1所示。

1.2" 拓扑工作原理

为便于电路分析，仅在开关频率fs为[fmlt;fslt;fr]范围内进行详细论述。假设所有元器件均为理想器件，二极管导通压降忽略不计，由图2所示的拓扑主要工作波形图可知，每个开关周期可以分为8个时段，每个时段代表着一个工作模态。本文主要分析前4个工作模态，模态1～模态4拓扑主要工作原理图如图3所示。

模态1（t0～t1）：t0时，开关管S2、S3关断，电感Lr、Lm与电容Cr谐振，谐振电流iLr对开关管S2、S3的结电容充电，对开关管S1、S4的结电容放电。输出侧二极管D1～D4均关断，电容C2、C4放电对负载Ro供电，直至S2、S3的结电容充电到Vin，S1、S4的结电容放电到零，该阶段结束。

模态2（t1～t2）：t1时，开关管S1、S4的体二极管DS1、DS4导通，变压器初级电压变为上正下负，二极管D2、D4零电流导通，励磁电感被二次侧电容箝位退出谐振，励磁电流iLm线性下降，谐振电流iLr以正弦规律下降。电感Lr与电容Cr谐振，谐振电流iLr大于励磁电流iLm，流过变压器原边的电流iP为电流iLr与电流iLm之差。次级侧二极管D2导通给电容C1放电、C2充电，二极管D4导通为电容C1、C3放电，为电容C4、负载Ro充电。

模态3（t2～t3）：t2时，开关管S1、S4零电压开通，与模态2相同，二极管D2、D4导通，二极管D1、D3截止，谐振电流iLr以正弦规律反向降低到0后，正向升高到其峰值便开始下降，励磁电流iLm反向线性下降到0后正向上升，直到励磁电流iLm与谐振电流iLr相等时，该阶段结束。

模态4（t3～t4）：在t3时刻，谐振电流iLr与励磁电流iLm相等，流过变压器原边的电流iP下降到0，二极管D2和D4零电流关断，同时，二次侧不再对励磁电感箝位，电感Lr、Lm与电容Cr谐振。输入侧不再向负载传递能量，电容C2、C4对负载Ro供电，直到开关管S1、S4关断，该阶段结束。由于8个模态是对称的，从t4时刻开始的后半周工作模态与前半周相似，这里不再赘述。

2" 特性分析

2.1" 电压增益

由于电容C1～C4都足够大，因此它们的电压在开关周期内可以视为恒定。为方便分析，忽略开关模态1、模态4、模态5、模态8这4个短暂的开关过程。

t1～t3：电流iP大于0，此时变压器二次侧[VLS]的电压为：

[VLS=-VC1VLS=VC1-VC3+VC2] （1）

t5～t7：电流iP小于0，此时变压器二次侧[VLS]的电压为：

[VLS=-VC1+VC2VLS=-VC1-VC3+VC4+VC2] （2）

根据变压器的伏秒平衡可得：

[VC2=VC3=VC4=2VC1Vo=4VC1] （3）

根据基波等效分析法得到如图4所示的变换器基波等效电路。变压器原边电流iP的基波分量有效值[IP1]、等效电阻[Rac]为：

[IP1=2πIon，" Rac=n22π2Ro] （4）

式中：[Io]为输出额定电流，为额定功率[Po]与输出电压[Vo]比值；[Ro]为额定负载，为输出电压[Vo]与输出额定电流[Io]比值。定义变换器谐振角频率[ωr=1LrCr]，特征阻抗[Zr=LrCr]，励磁电感[Lm]与谐振电感[Lr]比值[K=LmLr]，归一化开关频率[fn=fsfr]，品质因数[Q=ZrRac]。

输入阻抗表示为：

[Zin=jωLr+1jωCr+jωLm//Rac] （5）

谐振槽的等效电路的传递函数公式如下：

[HLLCjω=VMNVAB=jωLm//RacjωLr+1jωCr+jωLm//Rac]

式中：[VMN]为电压[vMN]的基波电压有效值；[VAB]为电压[vAB]的基波电压有效值。

将传递函数进行化简，可得谐振槽电压增益函数为：

[MLLCfn=11+1k1-1f2n2+Qfn-1fn2] （6）

所提变换器的增益M为：

[M=4nMLLCfn] （7）

2.2" 器件电压、电流应力

根据第1.2节对于变换器运行模态的分析，可知开关管S1～S2、二极管D1～D4的电压应力分别为：

[VS1=VS2=VS3=VS4=VinVD1=VC2=12Vo， VD2=VC4=12VoVD3=VC3=12Vo， VD4=VC4=12Vo]

根据电容的安秒平衡原理，可得二极管D1～D4的平均电流为：

[ID1=ID2=ID3=ID4=Io] （8）

当变换器工作于谐振频率点时，根据工作原理分析，计算得到励磁电感电流的有效值[ILmRms=4NVo42π2πfrLm]，则谐振电感电流有效值[ILrRms=I2P12+I2LmRms]，流过开关的电流有效值为[ILSRms=ILrRms]。

3" 变换器的参数设计

本文变换器主要设定参数如下：输入电压为90～110 V，输出电压为400 V，最小输入电压[Vinmin]为90 V，最大输入电压[Vinmax]为110 V，额定输入电压[Vin nom]为100 V，额定功率[Po]为1 kW，fr=100 kHz，谐振腔所需最小增益[MLLC min=VoVin min×4]，谐振腔所需最大增益[MLLC max=VoVin max×4]。根据参考文献[13]得出设计步骤如下。

1） 计算变压器变比[n=4Vin nomVo]。

2） 选取K=4.5，Q=0.42。

3） 计算谐振参数，特征阻抗[Zr=QRac]，谐振电感[Lr=Zr2πfr]，励磁电感[Lm=kLr]，谐振电容[Cr=12πfrZr]。

4） 软开关计算。

为了保证开关管ZVS的实现，变换器的输入阻抗必须成感性。当电路输入阻抗为阻性时，公式（5）的虚部为0，求解得：

[Qres=（1+k）f2n-1f2nk21-f2n] （9）

式中[Qres]表示变换器工作于感性区的最大品质因数。

将式（9）代入式（5）中，得到输入阻抗呈纯阻性时对应的谐振腔电压增益表达式为：

[Mresfn=11k1-1f2n+1] （10）

根据式（6）、式（10）得出LLC谐振变换器增益曲线，如图5所示。由图5可以看出，区域一和区域三为ZVS工作区域，区域二为ZCS工作区域，满足了电压增益范围的要求，且留有裕量，参数设计合理。

4" 实验验证

为验证所提拓扑结构的合理性以及参数设计的准确性，搭建了一台额定功率为800 Ｗ的实验样机，具体参数如表1所示。图6、图7分别为实验样机在输入电压为90 V、110 V和功率为800 W的实验波形，实现了开关管的ZVS开通和二极管的ZCS关断；利用开关电容实现了输出电压的高增益，输出电压均为400 V，适用于直流微电网的应用；且二次侧二极管的电压应力仅为输出电压的[12]，是全桥整流的0.5倍、半桥整流的0.25倍，与理论分析相一致。

5" 结" 语

针对传统的应用于光伏并入直流微电网的隔离型变换器存在的变压器体积大、损耗高和半导体器件电压应力高等问题，将全桥LLC谐振变换器与开关电容组成的四倍压整流滤波电路相结合，提出一种新的DC⁃DC变换器。经过实验验证，该变换器实现了开关管的ZVS开通，二极管的ZCS关断；减小了变压器的体积和铜耗；转换效率最高可达94.9%。二次侧二极管的电压应力为输出电压的[12]，是全桥整流的0.5倍、半桥整流的0.25倍，且平均电流相同，有利于器件的选型，更适用于直流微电网的应用，有一定的工程实用价值。

注：本文通讯作者为国梦珠。

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