具有谐振软开关的高增益耦合电感组合Boost-Zeta变换器

孙瑄瑨 荣德生 王 宁

具有谐振软开关的高增益耦合电感组合Boost-Zeta变换器

孙瑄瑨1荣德生1王 宁2

（1. 辽宁工程技术大学电气与控制工程学院 葫芦岛 125105 2. 中国矿业大学（北京）机电与信息工程学院 北京 100083）

该文提出一种适用于光伏发电系统的具有谐振软开关的高增益耦合电感组合Boost-Zeta变换器。该变换器是由Boost变换器与Zeta变换器组合并引入有源钳位支路和谐振耦合倍压单元而得到。所提变换器利用拓扑组合和耦合倍压技术实现了非常高的电压增益。利用有源钳位支路，实现了所有开关管零电压开通。同时，利用二次绕组与谐振电容谐振实现了所有二极管的零电流关断，有效地解决了二极管反向恢复问题。分析变换器的工作原理，给出变换器的各项性能参数和软开关实现条件。所提变换器还可通过叠加倍压单元进一步提升电压增益。最后，搭建一台200 W实验样机，对理论分析进行了验证。

高增益 耦合电感 Boost-Zeta变换器 有源钳位 谐振 零电压软开关 零电流软开关

0 引言

随着“碳达峰、碳中和”战略的实施，绿色清洁环保能源成为能源发展的主流，在全面促进低碳转型方面至关重要[1]。为了提升能源利用率，分布式发电技术迅速发展[2]。在中小功率分布式光伏、燃料电池发电系统中，光伏阵列和燃料电池输出的电压非常低，为了实现后级并网以及直流电网电压所需的较高电压，具有高升压能力的DC-DC变换器作为电能转换的核心必不可少，其性能的优劣直接影响到整个发电系统的运行[3-4]。

传统升压DC-DC变换器（如Boost、Buck-Boost、Cuk、Zeta、Sepic等）由于升压能力不足，在极限占空比下会导致较大的器件电压电流应力、较大的开关损耗和二极管反向恢复等问题，无法满足高升压场合应用，因此国内外学者提出多种高增益方 案[5-6]。文献[7-8]提出采用开关电感单元提升变换器的电压增益，利用开关电感结构中的两个电感并联充电、串联放电实现增益的提升。但是开关电感结构只能提升电压增益，为有效地减小开关管电压应力，在文献[9-10]中提出有源开关电感结构，既可实现电压增益的提升，还可降低开关管的电压应力。文献[11-13]中提出具有开关电容的变换器，利用开关电容结构可获得更高的电压增益。开关电感和开关电容还可组合应用[14-15]。但是由于实际应用中相同型号元器件存在误差，开关电感结构会存在不均流现象，而开关电容结构则会产生较大的电流冲击，影响变换器的效率。同时，多个开关电感/电容结构会增加变换器的成本。由于耦合倍压技术可通过调节耦合电感的匝比灵活调节电压增益而无需过多元器件，因此该技术得到了广泛应用[16-17]。但是由于耦合电感存在漏感，其会与开关管的寄生电容产生谐振，开关管在关断瞬间会产生较大的电压冲击。因此，在文献[18-20]中采用无源钳位支路吸收漏感能量，有效地减小了开关管的电压应力，同时利用漏感还可实现开关管的零电流软开关（Zero Current Switching, ZCS）开通。文献[21-24]中采用有源钳位支路吸收漏感能量，同时还可利用漏感实现开关管的零电压软开关（Zero Voltage Switching, ZVS）开通。但是上述变换器中的二极管的反向恢复问题依旧存在。文献[25]在双管谐振变换器基础上提出具有谐振软开关的耦合电感高增益变换器，利用谐振的方式，实现了主电路二极管的自关断，有效地降低了二极管反向恢复损耗，但是耦合电感单元中二极管的反向恢复问题依旧存在。文献[26-28]采用谐振方式可实现全负载范围软开关，但谐振变换器一般应用于降压场合。

由于多数高增益方案采用的元器件数量较多，存在硬开关以及二极管反向恢复较大等问题，难以满足光伏发电系统中所需高效率低成本的需求。因此，本文采用拓扑组合技术、耦合倍压技术以及谐振软开关技术相结合。利用拓扑组合技术，将Boost变换器和Zeta变换器组合，提出一种Boost-Zeta变换器拓扑结构。在此拓扑的基础上，引入耦合谐振倍压单元和有源钳位支路，提出的变换器在具有较高电压增益的同时，利用有源钳位实现所有开关管的ZVS开通。利用耦合谐振倍压单元实现所有二极管的谐振ZCS关断，并且谐振周期不影响电压增益，变换器仅有占空比一个控制变量，控制方式简单。所提变换器还可通过叠加倍压单元进一步提升电压增益，给出拓扑扩展的一般规律。最后，制作了一台200 W的实验样机，验证了理论分析的正确性。

1 所提变换器的拓扑结构及工作模态分析

1.1 所提变换器拓扑结构

利用拓扑组合的思想，在传统Boost变换器的基础上，通过与Zeta变换器在输入端并联、输出端串联，实现两种传统变换器的拓扑组合。为进一步提升功率密度，可将相同的前级储能结构合并，得到一种组合Boost-Zeta变换器拓扑结构，如图1a所示。为了进一步提升组合Boost-Zeta变换器的电压增益，改善原拓扑的硬开关特性，将原拓扑中的二极管VD2替换为辅助开关管S2与电容2组成有源钳位支路，开关管S2与S1互补导通。同时，引入耦合电感倍压技术，将储能电感作为耦合电感的一次绕组p、二次绕组s与谐振电容r、二极管VD2组成谐振耦合电感倍压单元（Resonance Coupled-Inductor Voltage Multiplier Cell, RCI- VMC）串联至二极管VD1支路中，得到所提变换器拓扑结构，如图1b所示。

1.2 所提变换器工作模态分析

所提变换器等效电路如图2所示。耦合电感结构可由漏感k、励磁电感m、耦合电感匝比=s/p的理想变压器组成。开关管S1和S2由理想开关并联体二极管、寄生电容组成。

在对所提变换器进行分析前，做如下几点假设：

（1）所有二极管均为理想器件，即导通关断时间均为0，关断电阻为无限大，忽略导通压降。

（2）所有电容均为理想元件，且电容1和2足够大，其纹波电压和寄生参数可以忽略。电容r为谐振电容，其最大电压为Vrmax，最小电压为Vrmin。

在一个开关周期内，变换器共存在八种工作模态，图3为所提变换器主要波形。各个工作模态的等效电路如图4所示。

图2 所提变换器等效电路

图3 所提变换器主要波形

图4 所提变换器工作模态

模态Ⅷ[7,8]：在7时刻，所有二极管关断。一次侧p持续给电容2充电，电流im线性下降。输出电感o持续向负载放电，电流io线性下降。至8时刻，开关管S2关断，一个开关周期结束。

2 所提变换器稳态性能分析

2.1 电压增益

耦合电感的耦合系数可表示为

为了便于稳态分析，可忽略较短的死区时间。根据电容1、2和r的安秒平衡原理，得到二极管VD1和VD2的平均电流等于输出电流o，结合式（1）、式（3），有

根据式（6）、式（7），得到电容Vr的电压最小值和最大值表达式分别为

根据励磁电感m在一个周期内的伏秒平衡原理，有

其中

式中，为占空比。

求解式（10），得到电容2的电压表达式为

根据模态Ⅲ，有

结合式（8）、式（9）和式（11），得到电容1的电压表达式为

根据输出电感o在一个周期内的伏秒平衡原理，有

结合式（11）和式（13），得到所提变换器的电压增益表达式为

根据式（15），给出电压增益G在不同匝比n和耦合系数k下的变化曲线，如图5所示。可以看出，电压增益G随着匝比n的增大而增大，但是随着耦合系数k的减小，电压增益也会有所减小，故在实际中应尽量使得两个耦合电感正向全耦合以减小漏感影响。

当=1时，所提变换器的电压增益表达式为

2.2 电压应力

根据所提变换器的稳态分析，开关管S1和S2的电压应力表达式为

二极管VD1和VD2的电压应力表达式为

各个开关器件的电压应力仅与匝比的取值有关。根据式（17）和式（18），可分别绘制出开关管和二极管的电压应力变化曲线，如图6所示。可以看出，开关管S1和S2的电压应力随着匝比的增加而减小。而二极管VD1和VD2的电压应力随着匝比的增加而增加，但仍小于输出电压。故在实际中，应考虑开关器件的最大电压应力选择合适的 匝比。

图6 器件电压应力与匝比的关系

2.3 电流应力

根据各个电容在一个周期内的安秒平衡原理，得到励磁电感m和输出电感o的平均电流表达式分别为

假设励磁电感m和输出电感o的电流纹波分别为Dim和Dio，可表示为

根据稳态工作分析，开关管S1和S2的最大电流应力表达式为

二极管VD1和VD2的最大电流应力分别为

二极管VD1和VD2的电流有效值表达式为

2.4 软开关条件

2.4.1 ZVS条件

所提变换器中的开关管S1和S2可通过ZVS开通降低开关损耗。根据稳态分析，开关管S2在驱动信号到来之前，其并联二极管总是开通。因此，开关管S2的ZVS开通总能实现。为了实现开关管S1的ZVS开通，需要满足如下两个条件：①开关管S1电流应满足S1(0)＜0，即驱动信号到来之前，体二极管导通。②开关管S2在关断时，电感中的能量要大于寄生电容中存储的能量。

根据条件①，有

根据式（27），励磁电感和输出电感应满足条件

根据条件①，有

其中

式中，p1和p2分别为开关管S1和S2的寄生电容，电容p1和p2非常小，因此式（29）的条件易于 实现。

2.4.2 ZCS条件

为实现二极管VD1和VD2的ZCS关断，即二次侧支路要实现完整的谐振，故漏感k与电容r谐振的半个周期需小于(1-)，即

根据式（30），谐振电容r应满足条件

故实际设计中，可根据应用场合，确定最大占空比，进而根据漏感确定谐振电容r的大小。

3 所提变换器的结构扩展和性能对比

3.1 所提变换器结构扩展

本文所提变换器不仅可以通过改变匝比提升电压增益，还可通过叠加多个谐振耦合电感倍压单元（RCI-VMC）对所提变换器结构进行进一步拓展。所提变换器的拓扑拓展结构如图7所示。

图7 所提变换器的一般结构

具有个RCI-VMC单元的电压增益和开关管电压应力分别表示为

可以看出，RCI-VMC单元使得所提变换器实现了更高的电压增益，同时开关管的电压应力也会随之减小。但是，叠加过多单元会增添较多功率器件，在实际应用中，应考虑应用场合选择合适的匝比及叠加单元的结构和个数。

3.2 性能对比

将本文所提变换器和近些年提出的不同倍压技术的高增益变换器进行对比，各项性能参数对比见表1。可以看出，相较于文献[13, 20]提出的变换器，本文所提变换器具有更高的电压增益和更低的电压应力。所提变换器与文献[25]具有相同的增益与电压应力，虽然二极管的最大电压应力相比文献[25]略大，但是所用的开关器件数量更少。同时，对比效率及二极管损耗，所提变换器通过谐振实现了非常小二极管反向恢复，具有更低的二极管损耗。因此，本文所提变换器在器件软开关和成本方面具有优势，更适合于中小功率场合下的低成本应用。

表1 性能对比

Tab.1 Performance comparison

4 实验验证

为验证本文所提变换器原理的正确性，结合实际应用场合，制作一台输入24 V、输出200 V、功率200 W、开关频率为50 kHz的实验样机，样机基于全国生产器件设计，其关键参数见表2。样机测试平台如图8所示。

表2 样机关键参数

Tab.2 The key parameter of prototype

图8 样机测试平台

图9和图10分别为样机在24 V和32 V输入时的主要电压电流波形。根据图9a和图10a可以看出，耦合电感一次电流变化与理论相同，且所提变换器具有连续的输出电流。图9b和图10b为谐振电容电压和二次绕组电流的波形。可以看出，二次侧支路实现了完整的谐振。根据图9c～图9f和图10c～图10f，在200 V输出情况下，开关管S1和S2的电压应力均相同，约为54 V，具有非常低的电压应力。且在不同输入电压情况下，两开关管均实现了ZVS开通。图9g和图10g为二极管VD1和VD2电压电流波形。可以看出，二极管VD1和VD2的最大电压应力相同，约为145 V。同时，二极管VD1和VD2的电流在关断之前谐振到零，均实现ZCS关断。上述实验结果基本与理论分析相同，验证了理论分析的正确性。

图9 主要实验波形（24 V输入）

图11a给出样机在不同输入电压下的测试效率曲线。可以看出，在满载200 W时，24 V输入和32 V输入的效率分别为96.9 %和97.1 %。随着功率提升至250 W以后效率逐渐减小。图11b给出满载理论损耗分解。可以看出，损耗主要发生在开关管和电感中，随着输入电压的提升，开关管和电感的损耗有所减小。故使用寄生参数更小，性能更好的器件可进一步提升效率。

图10 主要实验波形（32 V输入）

图11 样机测试效率和损耗分解

5 结论

本文提出一种具有谐振软开关的高增益耦合电感组合Boost-Zeta变换器，详细分析了所提变换器的工作原理及各项性能参数，并给出了所提变换器的一般拓扑结构。搭建了一台24 V输入、200 V输出、满载200 W的实验样机验证理论分析，实验结果表明，所提变换器具有以下优点：

1）利用拓扑组合和耦合倍压技术相结合，所提变换器具有较高的电压增益和较低的开关管电压 应力。

2）通过引入有源钳位支路，所有开关管可实现ZVS开通，减少了开关损耗。

3）通过二次侧倍压支路的谐振，实现了所有二极管的ZCS关断，最大程度上缓解了二极管的反向恢复问题。

4）所提变换器控制方式简单，仅有占空比一个控制变量，谐振并不影响电压增益。

5）所提变换器可通过叠加倍压单元进一步 拓展。

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High Step-Up Integrated Boost-Zeta Converter with Coupled Inductor and Resonant Soft-Switching

112

（1. Faculty of Electrical and Control Engineering Liaoning Technical University Huludao 125105 China 2. School of Mechanical Electronic and Information Engineering China University of Mining and Technology Beijing 100083）

The output voltage generated by the photovoltaic array and fuel cell is very low, which needs to be boosted to a high DC-bus voltage for inverting or grid connection. In order to obtain a DC-DC converter with high step-up capability, various boosting techniques, such as switched inductor, switched capacitor, and cascade techniques, have been proposed. However, their related converters have a large number of components and work in a hard-switching model, resulting in increased cost and reduced efficiency. Therefore, a high step-up coupled inductor integrated Boost-Zeta converter with coupled inductor and resonant soft-switching for photovoltaic/fuel cell systems has been proposed. The proposed converter achieves higher voltage gain with fewer components. Meanwhile, the resonant soft switching technique reduces the switching losses.

Firstly, the integrated Boost-Zeta converter topology is obtained by integrating the Boost converter and the Zeta converter using the topology combination technique. The voltage gain of the Boost-Zeta converter is the sum of the Boost converter and the Zeta converter. At the same time, continuous input and output currents are obtianed. Then, based on this topology, a novel converter is proposed by replacing the diodes with switches. The proposed converter has a high voltage gain using a resonantly coupled inductor voltage multiplier cell. The zero voltage switching (ZVS) turn-on of all switches is achieved by active clamp branches, which reduces voltage stress and switching losses. Meanwhile, the zero current switching (ZVS) turn-off of all diodes is achieved by resonating the secondary winding with the resonant capacitor, effectively solving the diode reverse recovery problem. Thirdly, the operation principle of the converter is analyzed, and the performance parameters of the converter and the conditions of soft switching are given. Finally, the general topology of the proposed converter is given and compared with other converters proposed in the literature.

An experimental prototype with 24 V to 32 V input and 200 V-200 W output was built. It can be seen that the ZVS turn-on of both switches is achieved. The blocking voltages of the switches are around 54 V, much lower than the output voltage. The ZCS turn-off of diodes is realized through resonance between the leakage inductor and resonant capacitor, effectively reducing the reverse recovery loss. The voltage stress of diodes is around 145 V, also lower than the output voltage. The measured efficiency of the prototype at full load is 97.1 % (32 V input), demonstrating the better performance of the proposed converter.

The conclusions can be drawn as follows. (1) The proposed converter has higher voltage gain and lower switch voltage stress using the combination and coupling multiplier techniques. (2) All switches can achieve ZVS turn-on by the active clamp branch. (3) All diodes achieve ZCS shutdown by the resonance of the secondary winding multiplier branch, which effectively alleviates the reverse recovery problem of the diodes. (4) The control of the proposed converter is simple, and the resonance does not affect the voltage gain. (5) Adding multiple voltage cells can further expand the proposed converter. The proposed converter is suitable for high step-up applications such as PV power generation and fuel cell systems.

High step-up, coupled inductor, Boost-Zeta converter, active clamp, resonant, zero voltage switching, zero current switching

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.222293

TM46

辽宁省重点攻关项目（LJ2020ZD004）和辽宁省“兴辽英才计划”项目（XLYC1906014）资助。

2022-12-12

2023-01-09

孙瑄瑨 男，1993年生，博士研究生，研究方向电力电子及其磁集成技术。E-mail: sun_xuanjin@163.com

荣德生 男，1975年生，教授，博士生导师，研究方向为节能型电力电子技术。E-mail: rongdesheng0@163.com（通信作者）

（编辑 陈 诚）