基于GaN的开关线性复合高速随动脉冲负载直流变换器

樊靖轩 施佳楠 徐子梁 任小永 陈乾宏

基于GaN的开关线性复合高速随动脉冲负载直流变换器

樊靖轩 施佳楠 徐子梁 任小永 陈乾宏

（南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016）

有源相控阵雷达发射机收发组件工作在高频脉冲负载模式，这对其供电电源的负载动态性能提出了很高要求。该文针对高速负载切换的二次DC-DC电源，提出开关线性复合并联结构的脉冲负载变换器及其相应的控制策略。基于器件级环路建模的方法有效提升了线性稳压电路的环路带宽，使其进行快速功率跟踪，并设计基于GaN的低阻抗交错并联Buck变换器，使其以较快的速度高效地提供主要脉冲功率。针对重复频率50 kHz、峰值功率120 W的高频模拟雷达脉冲负载，该文搭建脉冲电流上升下降时间50 ns以内的脉冲电源原理样机，输出电压跌落小于5%。实验结果表明所提方法能够有效改善脉冲电源的动态性能。

脉冲电源 相控阵雷达 氮化镓 动态响应

0 引言

有源相控阵雷达是一种新型的固态雷达，具有多功能、多目标、高可靠性的特点。相控阵雷达凭借其高灵活性和高抗干扰能力的优势，正逐步取代传统的机械扫描雷达[1-2]。相控阵雷达中每个天线单元都装配发射/接收（Transmitter/Receiver, TR）组件。TR组件是相控阵雷达的核心部件，其负载特性为周期性高频脉冲负载，需要电源提供恒定电压和脉冲电流。

图1为相控阵雷达电源多数采用的分布式供电系统。该结构主要有有源功率因数校正（Active Power Factor Correction, APFC）、一次DC-DC（中间母线变换器）和二次DC-DC（负载变换器）部分。传统的雷达发射机一般会产生150～300 Hz的低频脉冲，而相控阵雷达TR组件脉冲重复频率较高，可达20 kHz甚至更高，是传统雷达重复频率的近百倍。因此，相控阵雷达脉冲电流的变化率较大，这就对二次DC-DC电源的动态响应能力提出了更高的要求。

图1 某相控阵雷达电源示意图

众所周知，提升输出负载瞬变速度最为直接的方法是增大输出侧电容，利用电容储能达到其功率解耦的目的。大量电容并联构建的低内阻储能电容网络可以有效减小负载突变对输出侧的影响[3-4]。为满足不断攀升的负载变换率，该方法的不足之处在于体积过于庞大，不利于系统的集成，从而限制了脉冲负载变换器功率密度的提升。

为了提升脉冲负载变换器的动态响应速度，文献[5]在脉冲负载单相AC-DC变换器直流侧引入双向直流变换器，通过有源储能单元进行功率解耦，实现了动态响应能力和功率密度的提升。文献[6-8]采用负载电流前馈方法，使控制环路在输出电压反馈动作前进行动态调节；但该方法对采样带宽要求较高。文献[9-10]基于对经典的2控制策略的优化，通过输出电容纹波补偿的方式实现了负载突变瞬态性能的提升；不足的是其提升效果受电容容值及其等效串联电阻阻值影响，往往需要在输出电压纹波以及动态效果中做取舍。文献[11]在串联谐振变换器中加入预测模型控制，在不使用电流采样的情况下保持良好的负载动态特性；该控制模型计算量较大，对数字控制器的计算能力有着较高要求。文献[12-13]使用了虚拟阻抗估计和建模的控制方法，通过控制环路参数的调整来配置功率路径上的虚拟阻抗，得到了较好的动态响应提升效果。文献[14-16]加入了额外的辅助电路，对切载瞬态的电流进行吸收，该方法本质上是对瞬态负载变化的一种“软化”，提升了变换器在负载瞬态响应时的抗干扰能力。文献[17-20]提出了多种新型的控制方法以应对各类脉冲式负载，最快能够在10ms以内完成负载响应。

除开关电路外，国内外学者针对线性电路的负载动态响应问题也做了许多研究。文献[21-22]通过动态偏置技术，将控制环路与负载电流进行解耦，使得放大管的基极偏置电流能够精确跟随负载电流的变化，从而实现了良好的负载跟踪效果；但该方法对器件性能要求较高，且用于环路补偿的模拟电路设计较为复杂。文献[23]使用高精度滞环比较器进行输出电压检测，应用滞环控制的方法对扩流管的基极电流进行快速动态调整。文献[24]采用了新型频率补偿方案以提升LDO的输出电压和电流摆率。文献[21-24]所涉及的应用场景主要集中在小功率电源，但对于电流和峰值功率较大的相控阵组件电源来说，工作在线性区的扩流管损耗会成倍 增加。

综上所述，现有针对脉冲负载变换器的研究较少，且存在体积较大、响应较慢以及控制策略复杂等问题；线性电路可以实现高动态的负载响应速度，但存在电源效率低的问题。本文针对高频脉冲式负载，提出开关线性复合方法，充分结合线性电路的高动态响应速度和开关电源的高变换效率，在不牺牲系统效率和功率密度的前提下有效提升了高d/d负载的供电性能。本文具体讨论开关线性复合结构组成及其并联控制策略，并通过阻抗建模法配置了线性补偿网络以快速响应负载电流的突变。本文在理论分析的基础上搭建了开关线性并联系统，以基于GaN的1 MHz交错并联同步整流Buck变换器为开关部分和双向高速线性电路并联，实现了一台脉冲重复频率50 kHz、峰值功率120 W的脉冲电源样机，以应对上升下降时间50 ns以内、电流变化率200～700 A/ms的负载突变，实验结果表明所提电路架构与控制方法显著提升了脉冲电源的动态响应能力，增加了脉冲负载的供电稳定性。

1 开关线性复合结构脉冲负载变换器

1.1 负载突变时开关电路状态分析

二次DC-DC降压电源一般工作在低压大电流状态，因此选择同步整流Buck变换器作为开关部分的电路拓扑。图2展示了当发生负载突变时，开关电路为负载提供功率时产生阻抗延迟的原因。图中，S1和S2是一对互补的开关管，f为滤波电感，f为滤波电容，pulse为负载脉冲电流。

图2 开关电路的阻抗延迟现象

Buck变换器的功率通路上有滤波电感，这部分阻抗会限制电流的变化率，是影响负载瞬态响应速度的主要因素之一。当工作在高频脉冲负载状态时，二次DC-DC电路的瞬态波形示意图如图3所示。

图3 脉冲瞬态电路波形示意图

图3中，o为输出电压，pulse为负载脉冲电流，conv为变换器功率路径提供的电流波形，o_drop和o_over为跌落和过冲电压，Desr和Desl为因电容等效串联电阻和电感造成的电压波动。当负载电流产生D的阶跃时，理想中变换器提供的电流如ideal所示，能够迅速跟踪负载电流。然而数字控制器的电压、电流采样和PWM更新都存在至少半个开关周期的延迟，再加上电感电流不能突变，实际上变换器的电流conv先经过延迟后再缓慢上升和下降，电流的差值则由无源器件（输出电容）提供，电容能量的减少加上回路中的寄生电感和电阻的压降共同产生了电压跌落和过冲的现象。开关电路的功率跟踪延迟不仅影响着输出波形的质量，同时也降低了脉冲雷达发射机组件的供电稳定性。

相控阵雷达脉冲重复频率较高，单个电流脉冲宽度很窄，因此开关电路响应延迟现象更加明显，脉冲电流上升下降延迟和输出电压的跌落及过冲会影响整个发射机的脉冲质量。因此，如何调制出低延迟、高d/d的负载电流，优化脉冲负载变换器的动态性能，成为当前相控阵雷达电源的研究重点。

1.2 开关线性复合脉冲负载变换器电路结构

相较于开关电路，线性电路理论上具有更高的负载动态响应能力。图4为一个运放反馈动态调节的线性稳压电路，ref是电压基准，EA是高速运算放大器，s是基极电阻，Vp是功率三极管，F1和F2是分压反馈电阻，L和L分别为负载电阻和输出电容。该电路直接功率通路上仅有功率管和线路寄生参数阻抗，能够更迅速地实现功率切换。同时，控制器部分采用纯模拟控制，不存在数字控制造成的采样、PWM更新等延迟。其不足之处在于线性电路中工作在放大状态的功率管损耗较大，效率较低，不适宜全时段工作。

图4 带反馈回路的线性稳压电路

因此，本文将线性电路高动态和开关电路高效率的优势进行结合，基于“线性电路提供切载瞬态功率、开关提供主要功率”这一指导思想，提出将开关线性复合技术引入脉冲负载变换器。由于脉冲负载输出电压恒定，需要进行输出电流合并，本文采用如图5所示的并联系统结构[25]，从而实现负载脉冲电流合成。图中，switch和linear分别为Buck电感电流和线性电路输出电流，为储能电容电流。对于输出侧脉动功率，Buck向其提供功率主体，以保证脉冲电源效率；线性稳压电路仅在切载瞬态进行快速功率跟踪，对脉冲上、下边沿进行修正以提高脉冲波形质量。图6展示了所提并联复合结构的具体电路原理。

线性电路需要在两种切载状态提供双向电流，因此采用互补推挽型的射极跟随结构。射极跟随器具有输入阻抗高且输出阻抗低的特点，驱动能力以及带载能力较强，能够有效实现双向扩流的效果；开关电路采用交错并联Buck拓扑。图7展示了所提脉冲负载变换器的工作状态。

图5 开关线性复合结构带脉冲负载示意图

图6 开关线性复合电路架构

图7中，电流突增时，电容能量损失导致输出电压产生跌落，线性电路的模拟控制器采集到电压波动，通过高速运放进行误差调节，并提供推挽上管Q1所需基极电流，线性电流通过低阻抗路径供给负载；脉冲保持期间，与线性电路并联的开关电路随之动作，电流开始通过主开关管S1所在的电感路径供给负载，Buck电感电流和线性电流共同合成负载电流；电流突减时，Buck主开关管关断，电感释放能量，多余功率积累在电容上并产生电压过冲，线性电路通过推挽下管Q2吸收电感的延迟电流，输出电压回到额定值，等待下一个电流脉冲。下面对系统进行具体的控制策略与动态环路设计。

图7 脉冲负载瞬态响应过程

2 复合结构并联控制与动态环路设计

开关线性复合结构下需要对并联的两个部分进行合理功率分配。达到高系统效率的关键点在于提高开关电路在整个电源系统的功率占比。从并联控制角度，开关部分将线性输出电流作为控制对象，整个脉冲期间将该电流基准设为0，即ref=0 A。这意味着线性部分仅在负载瞬态时刻起作用，脉冲保持期间则由开关部分提供能量，即需要从控制层面提升开关电路功率占比。基于上述分析，本文提出如图8所示系统整体控制结构框图。

图8 开关线性复合控制结构框图

为了保证相应的快速性，线性部分采用基于模拟电路实现的单电压环控制，其环路增益为

式中，ea()为运放传递函数；o()为扩流管传输函数；()为线性分压采样系数。开关部分采用单电流环实现对线性输出电流控制，其环路增益为

为了降低开关电路的输出阻抗，减小其提供功率的延迟，从而减小线性部分提供的功率比重。为此，本节将建立低阻抗低延迟的Buck模型以分析输出阻抗。Buck开环状态下的输出阻抗out_op()为

式中，Lf和rf1为滤波电感及其内阻；Cf和rf2为输出电容和等效串联电阻。若要显著减小直接功率通路的阻抗，必须提升开关频率。因此，本文选择支持高频应用的宽禁带器件氮化镓EPC2031作为开关管，尝试将开关频率提升至MHz级别。如图9所示为Buck变换器的控制环路示意图。

在提升开关频率、减小功率级阻抗的基础上，开关电路可以通过配置控制器环路的方法进一步减小输出阻抗。设计具体开关部分的控制环路，其带输出电压反馈回路的输出阻抗out_CL()为

加入负载电流前馈，使控制环路在输出电压反馈动作前进行动态调节，其输出阻抗out_ff()为

通过式（6），使Tsw(s)在300 kHz处穿越0 dB点，得到环路增益和相应的三条输出阻抗幅频曲线如图10所示。由图10可知开关电路负载动态控制的阻抗优化方法存在限制。Tsw(s)曲线在穿越0 dB后幅值可忽略不计，故在f＞fc时无法起到环路补偿带来的输出阻抗优化作用，高频段的等效阻抗zout_CL(s)和zout_ff(s)仍然与开环输出阻抗zout_OL(s)保持一致。因此，在发生高频负载切换时，其动态跟踪能力受到带宽的制约。

对开关电路拓扑与控制参数的合理设计可以有效地降低开关电路的阻抗，从而提升开关部分的功率占比，优化整机效率。而线性电路负责在瞬态切载时进行快速功率跟踪如图11所示，其参数设计将直接影响整个脉冲负载变换器的瞬态响应性能。图11a展示了线性电路部分正向的稳压电路拓扑结构。

图11 线性电路模型

在该结构中，采用高精度运放调节器进行反馈补偿，再通过双极性结型晶体管（Bipolar Junction Transistor, BJT）进行放大，从而实现高精度、高带宽的直流稳压。该电路仅由扩流管控制主功率通路的阻抗，因此在较高频域依旧能够保持低阻抗的优 势[26]。图11b为线性稳压电路的输出阻抗小信号模型，其中load()和o()分别为注入的扰动电流和相应的输出电压变化幅值，A为运放输出结点A上的电压，S为驱动电阻，为晶体管电流放大系数，p为晶体管小信号输入电阻，o为晶体管等效输出电阻，me为运放跨导，oea为运放输出电阻，L是等效负载，L为输出侧储能电容，F1和F2分别为输出侧两个分压采样电阻。根据模型计算其输出阻抗，其中BJT的基极电流i为

输出电压经电阻分压后的采样电压为

式中，kF=RF2/(RF1+RF2)。储能电容上的电流为

通过KCL计算运放输出结点A的电流关系为

计算电路输出结点的电流关系为

式中，等效输出电阻out为

联立式（7）～式（12），可以通过扰动电压和电流的比值计算得到近似后的线性电路输出阻抗为

计算扩流管p的传输函数o()，通过KCL计算负载L下的输出结点电流关系为

联立式（7）和式（14）可得到运放输出的A点到负载侧o点的电压增益，因此由o()=o()/A()可得扩流管p的传输函数o()为

运放传递函数示意图如图12所示，高速运放电路构成带高频衰减极点的PI调节器，Gea(s)为运放传递函数，Ao(s)和H(s)分别为扩流管函数和反馈系数，Vref是线性电压基准，Vc和Vsense分别为运放输出电压和采样电压。

该补偿器的电压传递函数为

设定Rk=2 kW，Cp=10 pF，下一步确定线性电路环路带宽和稳定裕度，完成模拟运放补偿器的参数整定。图13展示了所提负载脉冲电流的频谱分析。

在Simulink中建立50 kHz周期性脉冲的幅度频谱模型，可见输出脉冲的频谱幅度主要集中在中低频段，而在5 MHz以上的频谱幅值趋近于0。因此，设计线性部分的运放补偿器ea()，将带宽配置在5 MHz，即将整个线性电路幅频曲线的截止频率设置为5 MHz，使其对该频段内的扰动进行响应。具体计算公式为

联立式（17）、式（18），解得z=26.5 kW，z=545 nF，将其代入线性电路环路增益公式（1）中，并建立相应的频域响应模型，得到如图14所示开关电路和线性电路的环路增益伯德图。

图14 开关线性复合结构下的环路增益

图14中，Buck变换器以及线性电路的环路增益曲线分别用sw()与li()表示。开关电路带宽为300 kHz，线性部分在此基础上将带宽拓展了17倍，得到了更高的动态响应能力。同时，相频曲线在截止频率点处的相位裕度为45 °，因此整个系统也具有较高的稳定性。图15给出的是该并联结构下输出阻抗的幅频曲线。

图15 并联结构下的输出阻抗伯德图

图15中，out_OL和out_CL为所提开环和闭环下的Buck变换器阻抗（1 MHz开关频率和680 nH滤波电感），out_LI为使用真实器件参数动态建模后的线性电路输出阻抗（运算放大器型号LM7171，扩流管型号2SC6144SG）。红色曲线为并联结构下各频段等效输出阻抗。在中高频段，线性电路凭借无电感通路的拓扑结构和高带宽优势，在发生快速负载突变时能够更快地将能量进行传递和吸收；在低频段，开关电路通过环路配置得到了更低的输出阻抗，因此提供了图13中电流脉冲的主要功率分量。

3 实验验证

相控阵组件的脉冲电流变化率高，脉冲上升下降时间一般为ns级，绕线电阻和电子负载设备难以达到同等级的电流变化率。因此，本文针对8 V供电的高频TR组件搭建了脉冲负载模拟电路。如图16所示，使用多个低寄生参数的贴片MOS并联成阵列，使驱动电压在门槛电压和饱和区迅速切换以改变其等效电阻值，从而模拟高频脉冲组件。

图16 高频脉冲负载实现电路

为进一步验证所提方法的有效性，本文在实验室搭建了一套脉冲负载电源系统硬件实验平台。样机的实验参数以及主要器件型号见表1和表2，脉冲负载变换器实验样机如图17所示。

表1 脉冲负载变换器实验参数

Tab.1 Pluse load converter experimental parameters

表2 脉冲负载变换器器件型号

Tab.2 Pluse load converter device selections

图17 脉冲负载变换器实验样机

变换器样机如图17a所示，由氮化镓交错并联Buck、线性电路以及DSP控制器组成；脉冲负载如图17b所示，由图腾柱驱动电路和阵列脉冲负载组成。图17c展示了本实验选用的宽禁带器件：氮化镓EPC2031。该款氮化镓具有极小的导通电阻和栅极电荷，同条件下具有更低的导通损耗和开关损耗。在线性电路中，为了避免线性电路输出功率小的问题，选取了放大系数较大、过电流能力较强的互补三极管；运算放大器的作用是配置线性电路的动态环路，其输出级控制着扩流三极管的基极电流b，因此本文选择了输出能力较强、摆率较大的运算放大器LM7171，从而使整个线性电路带载能力符合本文的预设条件。实验波形如图18～图23所示。

图18展示了1 MHz开关频率三相交错并联Buck电流波形，其中a、b、c为三路电感电流，每路电流相位交错120 °。s为三个电感电流合成的总电流波形，通过纹波抵消将总纹波减小到1.4 A。

图18 1 MHz三相交错并联Buck电流波形

图19展示了仅使用Buck变换器带50 kHz的脉冲负载时的输出电压、总电感电流以及输出电流波形，Buck对高频脉冲功率的跟踪存在延迟现象，其完全响应脉冲负载突变的时间约为2ms，输出电压跌落dr=0.75 V，过冲ov=1.42 V。

图19 三相交错并联Buck变换器带脉冲负载波形

图20展示了使用开关线性复合结构的脉冲电源关键波形，包括满载和空载切换状态下电源系统的不同工作状态。其中，o为输出电压，s、L和o分别为开关电路、线性电路和输出脉冲电流波形。

图21a和图21b展现了负载切换时间均在50 ns以内，脉冲电流上升时间r=47.2 ns，下降时间f= 18 ns，上升下降的变化率分别为229 A/ms和667 A/ms。输出电压跌落幅值dr=0.32 V，满足在5%以内的要求。

图22为单个电流脉冲的波形示意图，该变换器实现了输出脉冲功率合成的效果，达到了所提“线性电路提供瞬态功率，开关部分提供功率主体”的目的。在使用输出阻抗优化方法后，并联系统中开关电路功率占比增加了13.3%，减小了线性电路的损耗，使系统效率得到提升。

图20 脉冲负载变换器主要波形

图21 脉冲负载上升下降边沿波形

图22 脉冲功率合成波形

图23展示了脉冲负载瞬态时变换器对其进行负载响应的详细波形。发生负载突变状态下：电流突增时，线性电路迅速跟踪负载电流，完全响应负载的时间source=461 ns。电流突减时，完全响应时间sink=1.4ms。输出阻抗更小的线性稳压电路补足了切满载时瞬态的这部分能量，又吸收了切空载时多余的能量，增加了变换器输出侧的稳定性。

图23 脉冲负载变换器动态响应特性

表3展示了文献[14]以及本文两个实验的脉冲负载变换器性能对比。

表3 脉冲负载变换器性能对比

Tab.3 Pluse load converter performance comparison

与文献[14]相比，在同等功率等级和电流变化幅度下，本文中变换器动态响应速度显著提升，电压跌落和过冲也大幅减小。而开关+线性复合结构的变换器与三相交错并联Buck相比，动态响应时间减少约80.8%，电压跌落减小了约57%。若想让Buck变换器达到同样的响应速度，则会大幅增加控制的难度，同时开关频率至少需要提升5倍以上，会带来较大的开关损耗。同时，该方案避免了在输出侧填充大电容，仅采用60mF的贴片电容作为输出侧储能电容，能够减小无源器件的体积和成本，提升了功率密度。但该结构额外引入了线性部分的损耗，与单交错并联Buck变换器带脉冲负载相比，总体效率降低了3.8%。因此需要进行综合考虑，在效率和动态间作合理取舍。

4 结论

本文针对相控阵雷达发射机收发组件的供电应用，提出了一种基于开关线性复合结构的高频脉冲负载电源，从输出阻抗建模的角度分析了开关和线性电路在负载突变时的动态性能，并通过所提电路架构和系统环路模型建立了详尽的并联控制模型，其优势在于兼顾了线性电路高带宽和开关电路高效率的特点。本文最后搭建了一台重复频率50 kHz、突变电流15 A、峰值功率120 W的脉冲负载变换器原理样机，实验结果证明，该架构下的脉冲电源能够有效地跟踪超快负载切换，相较于所提交错并联Buck变换器，开关线性复合结构下动态响应速度提升了5倍，电压跌落减小了57%，为脉冲重复频率更高、电流变化率更大的相控阵雷达电源研究奠定了基础。

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High Speed Switching-Linear Hybrid Followed-Up Pulse Load DC Converter Based on GaN Device

（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China）

Active phased array radar is a new type of solid-state radar, which has the characteristics of multi-function, multi-target, and high reliability. Each antenna unit is equipped with a transmitting/receiving module (TR module) in active phased array radar. The TR module operates in pulse load mode, requiring a constant voltage and pulse current. The TR module of phased array radar is characterized by a high pulse current slew rate and a high pulse repetition frequency of more than 20 kHz. It needs high requirements on the load dynamic performance of the pulse power supply.

In order to meet the increasing pulse repetition frequency and pulse current slew rate of the TR module, this paper proposes a switching-linear hybrid method for the application of high-frequency pulse load. The switching-linear parallel system is built based on theoretical analysis. A 1 MHz interleaving parallel synchronous rectifier Buck converter based on the GaN device, and a bidirectional high-speed linear circuit are used in parallel. The method combines high dynamic response speed of the linear circuit and high conversion efficiency of the switching circuit. The power supply performance of a high d/dpulse load is effectively improved without sacrificing the system efficiency and power density.

The switching-linear hybrid structure and parallel control strategy of pulse power supply are proposed. In order to achieve the high load dynamic response speed, the output impedance characteristics of the linear circuit in each spectrum are explained based on the method of device-level modeling. The operational amplifier compensator of the linear circuit is designed specifically, and the bandwidth is configured at 5 MHz. It effectively improves the loop bandwidth of the linear voltage regulator circuit to perform fast power tracking. With the improvement of dynamic performance, the quality of the pulse waveform is improved by the correction of the upper and lower edges of the pulse current. In order to achieve high system efficiency, a wide band gap device: GaN EPC2031, is used to increase the switching frequency to 1 MHz. By increasing the switching frequency, the filter inductance is reduced to 680 nH to efficiently provide the main pulse power at a fast speed. Based on the dynamic loop modeling method of the parallel system, the power ratio of the switching circuit in the whole power system is improved. The linear circuit only operates in the transient load mutation moment, and the switching circuit provides main power during the pulse holding period. In this way, the efficiency of the entire power system is effectively optimized.

Regarding the high-frequency radar pulse load with a repetition frequency of 50 kHz, mutation current of 15 A, and peak power of 120 W, this paper establishes a principle prototype of the pulse power supply with the pulse current rise and fall time within 50 ns. The output voltage drop is less than 5%. Compared with the mentioned interleaving parallel Buck converter, the dynamic response speed is increased 5 times, and the voltage drop is reduced by 57% under the switching-linear hybrid structure. This scheme avoids filling large capacitors on the output side and uses only a 60mF patch capacitor as the energy storage capacitor.

The experimental results show that the pulse power supply based on this architecture can effectively track the ultra-fast load mutation. The volume and cost of the passive components in the pulse load converter are reduced, thus increasing the power density. It can significantly improve the dynamic response capability of the pulse power supply and increase the power supply stability of the pulse load.

Pulse power supply, phased array radar, gallium nitride, dynamic response

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.222390

TM461

国家自然科学基金资助项目（52177181）。

2023-01-03

2023-02-22

樊靖轩 男，1999年生，硕士研究生，研究方向为脉冲负载直流变换器技术。E-mail: fanjingxuan@nuaa.edu.cn

任小永 男，1979年生，博士，教授，研究方向为高频/超高频功率电子变换技术、宽禁带器件应用技术、储能与控制、无线充电技术以及高功率密度集成。E-mail: renxy@nuaa.edu.cn（通信作者）

（编辑 陈 诚）