一种基于单片机的高压小电流电子负载

颜敏

（中国电科芯片技术研究院，重庆，400000）

0 引言

电子负载在电子元器件的测试测量和各种加电试验中应用广泛，而高压小电流电子负载则是其中一类。本文讨论和研究了高压小电流电子负载的相关原理和技术应用。

1 基本原理

■1.1 控制原理

MOSFET 在工作状态处于恒流区时，漏源极电流直接由沟道中的载流子数量决定。因此，增强型MOSFET 在VGS ＞VGS(th)时，漏源极电流ID直接由VGS决定，与VDS无关(VDS未超过最大极限电压的情况下)，如图1 所示。基于MOSFET 的这一特性，即可搭建一个负反馈电路，实现电流负载的程序控制，即电子负载。

图1 N 沟道增强型MOSFET 伏安特性曲线

通过查阅相关资料[1～2]电子负载的主要是通过嵌入式系统[3～4]的单片机，与数模转换器(DAC)建立通讯，并通过DAC 输出的模拟量电压值经过运算放大器之后作为功率MOSFET 的栅源极电压VGS，从而控制MOSFET 的导通量，然后通过将带载回路中取样电阻两端的电压值采回并作为负反馈端与DAC 输出作比较，进而精确控制运算放大器的输出电压值(即功率MOSFET 的栅源极电压VGS)，精确控制带载电流。

本文所研究探讨的高压小电流电子负载的功能框图如图2 所示。由图可知，除通过硬件反馈回路调节MOSFET 的导通量外，还设计了MCU 通过模数转换器(ADC)[5]读取带载回路中取样电阻两端的电压值，进而计算出其电流值，并从程序上修正了DAC 的输入值。通过两层反馈调节及校准过程，该电子负载带载电流值得以精确控制。

图2 功能框图

电子负载中，带载的MOSFET 是整个系统的核心元件，与其周边的运算放大器、电阻、电容等共同构成了主回路，其原理图如图3 所示。

图3 主回路原理图

图3 中，右上方的PC1 为光MOS，是用于整个带载回路的通断控制，R34、R36、C21 构成的回路为电压测量回路，其中电压测量点引出至后面测量选择回路。

记运算放大器U8 的同相输入端电压值为V1，输出端电压值为V2，记运算放大器U10 的同相输入端电压为V3，则根据运算放大器特性，有如下关系：

从图3 中可以看出，N1 的栅源电压VGS=V2-V3。记流经N1 的漏极与源极之间电流为IDS，则V3=IDS×R30。由MOS 管特性曲线可知，IDS与VGS之间存在确定的映射关系IDS=f(VGS)。由以上可知，当电压值V1给定时，V2、V3、IDS均被唯一确定。当V1增大时，运放U8 的同相输入端与反相输入端之间的差值增大，故U8 的输出端电压值随之增大，MOS 管N1 的VGS随之增大，其中N 沟道载流子增加，IDS增大，V3亦随之增大，运放U10 因同相输入端与反相输入端之间的电压差值增加，输出电压随之增加，进而使运算放大器U8 的反相输入端电压增加，直至环路稳定。反之，当V1减小时，亦然。

■1.2 数据传递

整个设备以单片机为控制中枢，如图4 所示。单片机线路主要包括输入供电、晶体振荡器、数字IO、模拟IO 等部分。

图4 单片机线路图

单片机通过SPI 的方式与16 位DAC 芯片建立通讯，以控制DAC 输出电压值，如图5 所示。

图5 数模转换器DAC 线路图

另一方面，设计了测量选择回路，可选择测量实时带载电流值或测量实时电压值，如图6 所示。从取样电阻两端采回的电压值，通过运算放大器放大之后，输入到16 位ADC 中，可区分输入电压的最小分辨率为其满量程(即基准源参考电压)的1/216，本课题中采用的基准源电压为3V，故其分辨率为0.045mV，其量化误差小于最低位的半个字[6]，模数转换完毕后，通过SPI 通讯传回单片机，系统控制与采样环路至此完成。

图6 测量选择回路

■1.3 供电系统

在该设备中，运算放大器需要12V 的供电电压，而单片机和DAC 需要3.3V 的供电电压，ADC 需要2.5V 的供电电压，其他功能性回路则需要5V 的供电电压。因此，在设备供电采用12V 的电源适配器的情况下，必须经过LDO 芯片进行转换。且为了防止市电干扰传入本设备，需要设计滤波电路。经反复试验与比较，发现可采用π 型滤波电路达到目的，效果良好，π 型滤波电路由1 个3.3μH 的电感和2 个22μF 的片电容构成。

同时，单片机、ADC 和DAC 还需要输入一个基准电压，这个基准电压要求十分稳定，不能直接由电源供电输入。故设计了基准电压回路，其中采用AZ431AN 作为基准源，将12V 供电直接转换为3V 的基准电压输出。基准电压回路图如图7 所示。

图7 基准电压回路

■1.4 多重采样

在嵌入式系统中，采用C 语言编写控制用的源代码[7]。考虑到系统中带载主回路中的电流并不是完全不变，而是略微波动的，因此需要采集一定时间段内的电流值，取平均值后作为测量结果。而系统受各项因素干扰，存在一定的偶然误差，故通过多次测量电流值，然后取一次平均值，舍去偏差较大(超出平均值±10%范围的)的一部分值，再取平均值，再一次舍去偏差较大(超出平均值±3%范围的)的值，再第三次取平均值和舍去偏差较大(超出平均值±1%范围的)的值，最后剩下的值再取平均值作为最终结果。通过这种多次采样逐次加严筛选的过程，将偶然误差和白噪声对测试精度的影响降到了最低，使信噪比最大化。

■1.5 联机通讯

作为测量设备，本系统还考虑了受计算机程序控制的功能，采用了通用串行数据总线(UART)，用于异步通信，可实现全双工传输和接收[8]。该总线结构具备输出缓冲寄存器，它接收计算机从数据总线上发送的数据，并加以保存[9]。采用USB 转UART 的方式，通过FT232 芯片，实现了本设备与上位机的通讯和程控功能。在通讯中，为了确保数据完整与正确，每次发送的数据为8 个字节，其中最后两个字节为CRC16 校验(循环冗余校验)[10]得出的值。循环冗余校验是一种数据传输检错功能，对数据进行多项式计算，并将得到的结果附在被传输数据之后的方法。接收数据的一方也执行相同的算法，计算结果与预期值相符，数据才作为有效数据，否则作为无效数据被丢弃。CRC16 校验可将通讯出错的概率降低至1/216，有效地提高了通讯的可靠性。所写CRC16 校验代码如下：

/*************

2 试验验证

■2.1 数据拟合

在数据转换过程中，根据实际测得值和预设值，进行了数据拟合。拟合结果如图8 所示。通过数据拟合，对ADC测得值向预设值进行线性变换的公式进行了修正，更改其线性系数，使结果更为精确可靠。为达到校正目的，特采用MATLAB 软件编程，然后通过Curve Fitting Tool 进行了线性拟合。拟合时，将纵轴设为预设电流值，横轴设为实测值。然后将采样点的步进值设为100μA 为步进值，样本数设为500，以联机调试测得值为数据来源。

图8 数据拟合图

■2.2 验证校准

最终设计完成之后，从最低带载电流0.1mA 到最大量程50mA 选取了总共7 个较为典型的带载电流值，对电子负载自身的测试精度，用计量合格的数字万用表进行了验证校准。如表1～表6 所示。

表1 设定与测量值对比表(输入50V)

表2 设定与测量值对比表(输入100V)

表3 设定与测量值对比表(输入150V)

表4 设定与测量值对比表(输入200V)

表5 设定与测量值对比表(输入250V)

表6 设定与测量值对比表(输入300V)

3 结论

测试结果表明，该系统具有带载准确、测量精确、稳定性强、调节速度快的特点，笔者认为可以在实际电路中推广使用，具有广阔的应用前景。