一种双向的微电流检测电路

张风体

（成都今是科技有限公司，成都 610041）

1 引言

基因测序技术是现代生物学和医学研究的重要工具，发展到今天已是第四代，第四代基因测序技术被称为纳米孔测序法，由于具有长度长、成本低等优势，已成为最有前途的测序方法之一。国内外从事纳米孔基因测序的厂商有牛津纳米孔技术公司（ONT）、齐碳、罗氏等。

纳米孔测序法的基本原理为[1]：制作直径约为1～10 nm 的纳米孔[1-3]，包括固态纳米孔和生物纳米孔等；待测物可以是单链DNA 或者标记物等，借助电泳驱动单个待测物逐一通过纳米孔，由于待测物自身的带电性质，电场驱动其穿过纳米孔，并在穿越的过程中引起纳米孔电阻的变化，产生所谓的阻断电流；根据阻断电流识别出不同的碱基，从而实现核酸序列测定。该技术存在如序列读取错误率高、通量不够等问题。纳米孔测序中产生0～100 pA 的阻断电流值[1]，该电流跟纳米孔大小、待测物特性以及测试条件等相关，pA 级的电流很容易被噪声淹没从而导致读出错误。另外为了降低成本，采用硅基电路设计读出电路，并集成百万或千万量级反应单元的高通量测序方案成为主流趋势，检测单元的面积和功耗极大地限制了测序仪集成度的提升，所以纳米孔基因测序仪急需一种面积和功耗都极小且具有较高检测精度的检测电路单元。

微电流检测电路的结构有很多种，在纳米孔基因测序领域内，ONT 技术路线中检测电路采用的是跨导放大器（TIA）结构，结合多路复用的方式充分利用读出电路[4]；罗氏检测电路采用运放闭环反馈的方式固定纳米孔电极的电位，收集检测电流并将其积分放大后输出到模数转换器(ADC)进行量化，罗氏也有简化的电路结构，如共栅放大器和单开关等结构[5]。以上方案都难以达到较高的精度，文献[6-7]在TIA 基础上增加了降噪功能的电路结构，虽然能够优化噪声从而达到较高的检测精度，但是均以牺牲面积和功耗为代价。

本文根据高通量纳米孔测序仪的需要，设计出一种极低噪声、极小面积的检测电路，并具备双向检测的功能。

2 微电流检测电路

本文提出的微电流检测电路单元如图1 所示，包括运放、钳位管、复位开关、积分电容、方向切换开关、纳米孔、ADC 等。相比罗氏检测电路，该电路增加了由S1、S2、M1 和M2 组成的方向控制电路，另外采用了最简的5 管运放，增加了一级跟随级，能在两个检测方向上工作，满足纳米孔检测系统的需要。

图1 本文提出的微电流检测电路单元

运放和跟随级占据主要的功耗和面积，为了降低面积和功耗开销，运放主体采用5 管结构作为第一级，第二级为一个跟随器，在满足噪声要求的情况下应尽量使其面积和功耗达到最小。运放对管使用闪烁噪声更低的PMOS 管作为输入对管，第二级主要配合切换开关实现放电方向电压钳位和信号检测的功能。第一级、选择开关M1 和S1 组成充电通路，第二级、M2 和S2 组成放电通路，方向控制信号CMD 为低时充电，反之放电，该结构可以保证两个方向检测的噪声水平一致。积分电容Cint=100 fF，其在100 μs 内接收500 pA电流时的电压为500 mV。电流在固定的时间内被积分放大后经过输出级M3 输出，复位开关Rst 按照固定的周期清零积分电容上的电荷，M3 通过选择开关Sel将信号输出到公共信号线，公共信号线并联尾电流源并连接ADC，最终实现ADC 的复用。

2.1 噪声分析

电路包含复位噪声电压Vo1、运放噪声电压Vo2、纳米孔电阻噪声电压Vo3、钳位管噪声电压Vo4和跟随器噪声电压Vo5[8-10]。简化的Vo2和Vo3检测电路如图2 所示，其他部分不需要简化。在计算过程中，直接计算各部分噪声传递到输出端的噪声电压。在图2 中，Z 表示纳米孔模型的阻抗，Z=Rn//Cn，纳米孔的电阻Rn=1 GΩ，纳米孔的电容Cn=1 pF，纳米孔电阻和电容形成的极点pn=1/(RnCn)；Vn为运放的等效输入噪声电压；gm为钳位管的跨导，gm=3 nS；A 为运放的传递函数，Vf为反馈电压，Vo为输出电压，Io表示输出电流。

图2 简化的检测电路

2.1.1 复位噪声

复位噪声由积分电容引起[10]：

式中：k=1.38×10-23J/K，为玻耳兹曼常数；T=300 K，为开尔文温度。计算可得复位噪声功率

2.1.2 运放噪声

运放噪声电压传递函数Hop(s)满足（s 为复频域变量）：

将A=A0/(1+s/pA)，Z=Rn//Cn=Rn/(1+s/pn)，pn=1/(RnCn)代入得

式中A0为运放增益，A0≈100，远大于1，gmRn＞1，pA≫pn，式(3)可化简为

式(4) 存在3 个极点频率pop0、pop1、pop2，1 个零点频率zop0。zop0=pn，pop0≈RnCint，pop1=A0gm/Cn，pop2≈pA。

Hop(s)曲线如图3 所示。Hop(s)的增益G=Cn/Cint，带宽W=πA0gm/(2Cn)。

图3 Hop(s)曲线

根据仿真得到运放各器件的参数，从而计算出运放的等效输入噪声功率谱密度为8.3×10-15V2/Hz，G=10，W=75 kHz；为了计算方便，Hop(s) 可以等效为G=10、W=75 kHz 的低通系统，得到的输出噪声功率为62.4×10-9V2。

2.1.3 纳米孔噪声

纳米孔可以等效为一个电阻和电容的并联[11]，纳米孔自身的噪声为电阻噪声，in为纳米孔噪声电流，噪声电流引起的噪声电压的传递函数为

简化得

将in转换为电压，得到纳米孔电压传递函数Hn(s)满足：

Hn(s)的3 个极点和1 个零点约简后为：zn0=A0pA，pn0=1/(RnCint)，pn1≈A0gm/Cn，pn2≈pA。

Hn(s)曲线如图4 所示。由于在pn0处已经没有增益，所以在计算纳米孔噪声时，可以将传递函数简化为

图4 Hn(s)曲线

2.1.4 钳位管噪声

钳位管噪声能量为4kT/gm，该部分噪声除以A0可以等效为运放的输入噪声，然后根据运放的传递函数可以计算出该部分噪声对应的输出噪声。根据仿真可知，等效输入噪声功率谱密度为0.552×10-15V2/Hz，

2.1.5 跟随器噪声

跟随器噪声为热噪声，负载电容为1 pF。热噪声均可以按照式(1)计算=41.4×10-9V2。

2.1.6 周期复位的影响

整个系统是周期复位，系统复位在频域引入的传递函数[8-9]的幅度如下：

式中Tint为积分时间，f 为频率。在低频时增益接近零，能够抑制低频段的噪声，而由于纳米孔噪声中的输出噪声主要集中在低频段，所以受影响较大，在计算时需要单独考虑。考虑复位的影响，纳米孔噪声电压的传递函数修改为

式(10)的幅度为sinc 函数，对sinc 函数的平方项进行积分的结果为0.5π，代入参数可以得到纳米孔的输出噪声功率：

Tint=100 μs，代入数据可以得到该部分噪声功率为82.8×10-9V2。另外，gm=3 nS，可以知道其等效噪声为纳米孔噪声的1/3，所以钳位管的输出噪声功率为27.6×10-9V2。

通过上述计算分析，复位噪声、纳米孔噪声、钳位管以及跟随器的噪声基本固定，与运放参数基本没有关系，而运放自身噪声与设计密切相关，是设计过程中需要重点考虑的。

2.2 仿真和验证

在上述的输出噪声中，除运放自身噪声外，其他部分噪声相对固定，而运放自身噪声可以通过增加器件面积和功耗的方式来降低，但是考虑到千万通量的纳米孔测序传感器会集成上千万个电流检测电路，电流检测电路的面积和功耗都会有千万倍的放大，所以在噪声满足要求的情况下要尽量降低其面积和功耗，尽量压缩传递函数的增益和带宽，最终需结合仿真对面积、功耗和噪声进行折中。

在180 nm 工艺平台，根据应用需求，积分时间Tint=100 μs，在纳米孔两端加100 mV 电压时，待测的电流为100 pA，100 pA 的电流在100 fF 电容上连续充电或者放电100 μs 后可以得到100 mV 的有效电压，即100 mV 对应100 pA 的电流。

经过折中后的噪声计算结果如表1 所示，可以看出运放噪声和纳米孔噪声占主要地位。采用PSS+Pnoise 的仿真方式，检测单元的噪声仿真结果如图5 所示，纳米孔电阻的噪声功率为88.2×10-9V2，表1的计算值为82.8×10-9V2，两者基本一致；M51、M52、M28 和M29 为运放的对管和负载管，不考虑1/f 噪声时的噪声贡献约为19%，增加1/f 噪声后的噪声贡献约为44%，总体噪声功率为129.0×10-9V2，比表1 中的结果大；仿真的总体输出噪声功率为290.8×10-9V2，计算值为232.2×10-9V2，前者约大25%，这主要是由运放计算误差导致的。最终以仿真结果为准，仿真的噪声电压有效值为540 μV，δ 为标准差，按照正态分布估算，则6δ 的噪声电压为3.2 mV，对应的噪声电流为3.2 pA。

表1 经过折中后的噪声计算结果

图5 检测单元的噪声仿真结果

需要说明的是，以上分析和仿真均是按照待测电流为100 pA 评估的，随着待测电流的降低，运放的W和gm也跟随降低，导致运放的噪声功率降低，最终的输出噪声也会相应降低，所以该电路能够保证在0～100 pA 范围内检测精度小于3.2 pA。

在180 nm 工艺平台，对检测电路单元进行了流片和验证，图6 为检测单元的版图，为了充分利用空间，将其设计为窄长的形状，面积为5 μm×16 μm=80 μm2，功耗为1.5 μW。版图的寄生电容会增加积分电容，通过调整积分电容尺寸以保证与前仿真结果一致，由于检测电路是低频电路，寄生电阻参数的影响可以忽略，另外工艺角会导致运放失调偏差，最终结果会通过存储一个基线值的方式进行校正。

图6 检测单元的版图

为了测试电路性能，需要产生100 pA 的待测电流和1 pF 的输入电容。100 pA 待测电流可以通过一个1 GΩ 的电阻和100 mV 电压产生，该电阻可以外部提供或者在芯片内部实现。连接外部1 GΩ 电阻时，由于PAD、引线以及电阻自身的寄生，会产生大约3.5 pF 的电容；芯片内部采用poly 电阻实现1 GΩ 电阻时，也会产生分布电容。以上两种方法都无法提供1 GΩ 和1 pF 的测试电路。噪声电流仿真和测试结果对比如表2 所示，1 GΩ 和3.5 pF（外接1 GΩ）或者1 GΩ 和分布电容（内部1 GΩ）的测试和仿真结果一致，从而间接证明了1 GΩ 和1 pF 电容的噪声水平。

表2 噪声电流仿真和测试结果对比

文献[11-12]与本文提出的电流检测电路单元的参数对比如表3 所示，可以看出，本文提出的电流检测电路的面积、功耗以及噪声水平都极低，尤其是面积和功耗指标远低于另外两种结构。另外文献[11-12]都有较大的输入电容，输入电容主要与寄生电容、检测单元的面积等相关，实际上在高通量集成时不可能将检测单元或者检测电极做大，或者说高通量集成的情况下输入电容自然就会很小。本文设计的电路单元更加适用于高通量集成的情况。

表3 微电流检测电路单元的参数对比

3 结论

本文针对第四代纳米孔测序的应用场景，设计了一款具有双向、低噪声和小面积特性的电流检测电路，能检测0～100 pA 的电流，在180 nm 的工艺平台下的仿真和流片验证结果表明，其检测精度小于3.2 pA，面积仅为80 μm2，功耗为1.5 μW，并且能够在充电和放电两个方向上进行检测。本文提出的电流检测电路支持大规模集成，从而形成千万通量的纳米孔测序检测电路，并且其双向检测能力配合算法可以实现更好的检测效果。