一种基于ACOT 的Buck 型开关电源设计

谢凌寒，孙祎轩，周颖，荣悦

（1.无锡力芯微电子股份有限公司，江苏无锡214028；2.东南大学集成电路学院，南京210096）

1 引言

电子产品与人们的生活息息相关，电源管理芯片是电子产品的重要组成部分，近年来电子产品的性能迅速提高，对电源管理芯片提出了更高的要求，设计一种瞬态响应速度快、输出精度高、效率高的电源管理芯片具有较好的工程应用价值[1]。

恒定导通时间（COT）型Buck DC-DC 转换器由于具有结构简单、瞬态响应快等优点，逐渐成为近年来的研究热点。COT 型DC-DC 转换器的环路控制方式可分为基于纹波的恒定导通时间（RBCOT）架构、基于电流模的恒定导通时间（CMCOT）架构和V2COT[2]架构。RBCOT 架构是COT 型DC-DC 转换器的经典架构，反馈电压直接控制比较器翻转，并触发固定导通时间的脉冲信号以控制上下功率管的导通与关断，瞬态响应速度较快。但传统的RBCOT 架构存在明显问题：一是等效串联电阻（ESR）小的输出电容带来的闭环不稳定问题；二是环路中缺少误差放大器，导致输出精度比较低；三是开关频率变化问题，固定导通时间控制的开关频率会随着输入电压、输出电压和负载电流而变化[3-4]。为解决这些问题，近年来研究人员开展了大量研究工作。

为了减小输出电压纹波，Buck DC-DC 转换器的输出电容采用ESR 较小的电容，DC-DC 转换器的输出纹波由输出电容纹波和ESR 纹波构成，其中ESR纹波与电感电流同相，而电容纹波的相位则滞后了90°，ESR 小的时候，电容纹波起主要作用，会出现次谐波振荡，系统不稳定[5]。文献[6-7]中对COT 型Buck DC-DC 转换器提出的建模方法能准确地预测由于电容纹波引起的次谐波振荡，采用纹波补偿可使系统稳定。RBCOT 架构虽然瞬态响应速度快，但是输出精度低，可使用V2COT 架构提高输出精度，相较于RBCOT架构，V2COT 架构在环路中添加误差放大器，兼顾了瞬态响应速度快和输出精度高的优点，但补偿方式复杂。文献[8]提出了一种伪波跟踪（PWT）技术，该技术可以降低输出的DC 偏移电压，提高RBCOT 架构的输出精度，同时保持与具有大ESR 的传统COT 型降压转换器类似的快速瞬态响应。固定导通时间控制的Buck DC-DC 转换器开关频率不稳定，可利用自适应导通时间控制，通过改变导通时间与占空比形成同步变化，可实现开关频率的恒定[9]。然而传统的自适应恒定导通时间（ACOT）控制方法存在缺陷，其开关频率受负载电流影响较大，文献[10]中提出了一种负载电流矫正（LCC）技术，该技术对自适应导通时间的传统控制方式做了改善，根据来自高端电流传感器的负载电流信息调整导通时间，矫正了负载电流引起的频率变化。文献[11]在传统的ACOT 控制基础上提出了一种频率补偿技术，该技术通过前一周期的谷值电感电流来调制下个周期的导通时间，进而消除负载电流引起的开关频率变化。

本文针对传统V2COT 架构的系统稳定性问题，添加了纹波补偿，并重新设计了自适应导通控制电路以改进ACOT 控制。基于东部高科0.15 μm BCD 工艺完成设计，经过流片后测试，其性能优良。

2 Buck DC-DC 转换器的系统设计

2.1 系统架构设计

本文设计的Buck DC-DC 转换器控制系统组成结构如图1 所示，该系统采用V2COT 架构，兼顾输出精度高和瞬态响应速度快的优点，芯片采用改进的ACOT 控制方法，开关频率近似恒定，以降低连续导通模式（CCM）下负载电流对开关频率的影响。外围器件包含电感L、输入电容CIN、输出电容CO、自举电容CBST、反馈电阻RF1和RF2。为了得到纹波较小的输出电压，芯片采用ESR 较小的输出电容，因此需纹波补偿以满足系统稳定性要求，纹波补偿可以等效为增加ESR，使得转换器系统在保持稳定的同时具有较小的输出电压纹波。Buck DC-DC 转换器的关键模块包括自适应导通时间控制模块（TON 计时器）、脉冲宽度调制（PWM）比较器、误差放大器（EA）、电压基准、纹波发生器、过零比较器（ZCD）、逻辑控制和驱动电路。控制芯片有6 个引脚，VIN为直流电源输入端口，BST 连接CBST，为N 型功率管提供足够高的驱动电压，开关节点SW 连接L 和CBST，EN 为使能引脚，VFB为反馈端。

图1 Buck DC-DC 转换器控制系统组成结构

2.2 工作模式设计

为适应宽负载电流驱动要求，芯片采用CCM 和断续导通模式（DCM）相结合的工作模式，CCM 下，负载电流较大。当PWM 比较器反相端电位V-P小于同相端电位V+P时，比较器触发VPWM为高电平，控制功率管M1导通、整流管M2关闭，TON 计时器开始计时，计时结束后控制M1关闭、M2导通。DCM 下，负载电流较小，M1的开启条件与CCM 完全相同，当电感电流下降到0 时，由于负载电流较小，能量没有被完全消耗，V-P依然大于V+P，不满足PWM 比较器触发的条件，M1和M2均关闭，系统进入空闲维持阶段，当PWM 比较器的V-P小于V+P时触发高电平，M1重新导通，进入下一个周期。CCM 和DCM 之间的平滑切换依靠过零比较器，当电感电流下降到0 时，过零比较器触发高电平，系统自动进入DCM。

2.3 自适应导通时间控制

对于固定导通时间Buck 转换器，M1导通时间tON始终保持不变，开关频率随输入电压VIN和输出电压VO的变化而变化，若忽略功率管导通电阻和电感寄生电阻的影响，开关控制信号的占空比D 为

式中tSW是开关信号周期，tON固定的条件下，若VO恒定，则fSW将随VIN增大而减小；若VIN恒定，则fSW将随VO降低而减小。若VO与VIN同时改变，导致D 改变，开关频率同样无法恒定，此时可以通过改变tON，与D形成同步变化，可实现fSW的恒定。如果tON能响应输入、输出的变化，不妨设tON与VIN成反比，与VO成正比，即有

fSW近似恒定在1/K，且与负载电流IO无关。在实际电路中，由于功率管和电感上的寄生电阻引入损耗压降[9-11]，实际占空比DREAL≠VO/VIN，设功率管与整流管的直流导通阻抗分别为RDS1和RDS2，电感的直流寄生电阻为RDCR，那么稳态平衡条件可表示为

DREAL不仅与输入和输出电压信号有关，还与导通阻抗和电感寄生电阻有关，并受负载电流的影响。

2.3.1 传统自适应导通时间控制

传统自适应导通时间控制电路如图2 所示，受控恒流源对C0充电，当充电时间达到tON时，电容上的电压VA为

图2 传统自适应导通时间控制电路

在功率管导通电阻和电感寄生电阻的影响下，传统自适应导通时间控制方法的开关频率仍随着负载电流的增大而增大。

2.3.2 改进的自适应导通时间控制

输入和输出电压变化时，常规自适应导通时间控制方法受负载电流影响较大。本设计利用开关节点电压自适应调整导通时间，改进的自适应导通时间控制电路如图3 所示。功率管导通时，SW 通过电阻R6对C1充电，同时M2也对C1充电，由于M1和M2的宽长比相等，R6和R7阻值相等，当充电时间为tON时，电容上的电压VA为

图3 改进的自适应导通时间控制电路

整流管导通时，SW 点的电压均值V-SW为

对比以上fSW模型，式（17）中消除了RDS1和RDCR的影响，仅有RDS2作用保留。由此可见，改进的自适应导通时间控制方法在一定程度上减少了负载电流对频率的影响，而且结构简单、容易实现。

3 测试结果

为了验证本文设计的Buck DC-DC 转换器的性能，采用东部高科0.15 μm BCD 工艺进行流片。本文设计的转换器芯片的照片如图4 所示，版图尺寸为876 μm×1 460 μm。

图4 本文设计的转换器芯片照片

3.1 系统稳态特性

在VIN=12 V、VO=3.3 V 的条件下，芯片稳态输出结果如图5 所示。在CCM 下，输出电压纹波约为8.2 mV；在DCM 下，输出电压纹波约为35.55 mV。

图5 芯片稳态输出结果

3.2 开关频率恒定特性

对CCM 下的fSW恒定特性进行测试。在VO=3.3 V、IO=3 A 的条件下，VIN从4.5 V 增大到17 V，fSW随VIN变化的曲线如图6 所示。fSW从1.022 5 MHz 变化到0.989 1 MHz，变化量占开关频率的比例约为3.31%，fSW随VIN的变化率约为2.67 kHz/V。

图6 fSW 随VIN 变化的曲线（@IO=3 A）

在VIN=12 V、VO=3.3 V 的条件下，对fSW随IO的变化进行测试。IO从1 A 增大到3 A，fSW随IO变化的曲线如图7 所示。fSW从0.998 8 MHz 变化到1.004 7 MHz，变化量占开关频率的比例约为0.59%，fSW随IO的变化率约为2.95 kHz/A。实测数据显示，负载电流对频率的影响是非线性的，这是因为在负载电流不同时，RDS2和VO都会随着负载电流的变化而变化，因此频率会呈现一定的非线性现象。

图7 fSW 随IO 变化的曲线

3.3 负载瞬态响应

在VIN=12 V、VO=3.3 V 的条件下，对芯片的负载瞬态响应性能进行测试，负载电流的跳变斜率为0.25 A/μs，截取IO和VO的波形，图8（a）为IO从0 A 跳变到3 A 的波形图，欠冲为140.14 mV，欠冲占比为4.25%，20 μs 内输出电压恢复稳定；图8（b）为IO从3 A 跳变到0 A 的波形图，过冲为173.35 mV，过冲占比为5.25%，20 μs 内输出电压恢复稳定。

图8 负载瞬态响应测试结果

3.4 负载调整率

在VIN=12 V、VO=3.3 V 的条件下，IO分别为0 A、0.5 A、1 A、2 A 和3 A 时对VO进行测量，VO随IO的增大而减小，负载调整率为0.93%。

3.5 电源转换效率

VO=3.3 V，VIN分别为4.5 V、12 V 和17 V 时，转换效率η 随IO的变化曲线如图9 所示。从图9 可见，VIN为4.5 V 时芯片峰值效率达96.43%。

图9 η 随IO 的变化曲线

将测试结果与近几年相关文献介绍的COT 型Buck DC-DC 转换器的性能指标进行对比，结果如表1所示。本文设计的COT 型Buck DC-DC 转换器在CCM 下的开关频率恒定特性良好、输出纹波较小、瞬态响应良好、负载调整率较低、峰值效率较高。本文利用开关节点电压自适应调节导通时间，降低了负载电流对开关频率的影响，开关频率较恒定，CCM 模式的恒频效果达到国际先进水平。综合各项指标来看，芯片的性能优良，达到业内较高水平。

表1 测试结果与不同文献中产品性能指标的对比

4 结论

本文设计了一种自适应导通时间控制的Buck DC-DC 转换器，其环路控制方式选择V2COT 架构，并采用了改进型自适应导通时间控制方法，利用开关节点电压自适应调整导通时间，降低了负载电流对开关频率的影响。在东部高科0.15 μm BCD 工艺下，对芯片进行流片测试，测试结果表明，芯片的开关频率稳定性良好，开关频率随输入电压变化率为2.67 kHz/V，随负载电流变化率为2.95 kHz/A，CCM 下的输出电压纹波为8.2 mV，负载瞬态响应时间小于20 μs，负载调整率为0.93%，峰值转换效率达96.43%，芯片综合性能良好。