应用于高精度定位定向的可重构GNSS 射频接收机

李斌 王日炎， 陈志坚† 钟世广 彭恒 张芳芳 贺黉胤 杨昆明

（1.华南理工大学 微电子学院，广东 广州 510640；2.广州润芯信息技术有限公司，广东 广州 510663）

随着北斗三号导航系统正式向全球提供服务，导航接收机也向支持北斗三号的全球导航卫星多系统兼容跨越，各种卫星导航应用终端迎来了快速发展。在辅助驾驶和无人机等安全相关领域，分米级、厘米级的高精度定位［1］和具备复杂环境下的抗干扰导航［2］成为当前的研究热点。多系统组合导航的接收机通过不同卫星系统获得更多的可观测卫星，提高卫星定位的精度和可靠性，获得比单系统单频点更好的定位效果［3］。为满足现代导航设备的高精度和高可靠性要求，射频接收机需实现更大的带宽，在L 波段（1 150～1 610 MHz）并行接收多系统多频点的信号［4］。此外，星基增强系统因可不受地域限制地通过卫星向用户播发星历误差、卫星钟差和电离层延迟等修正信息，辅助高精度定位实现，也常被用于提升卫星导航系统定位精度。

近年来，国内外已有单通道和双通道的GNSS多频多模接收机的研究［5-8］，可接收1.5 GHz频段和1.2 GHz 频段的多个卫星导航频点。但由于接收带宽和集成通道数有限，普通GNSS 接收机难以接收全频段导航信号。

随着高精度卫星导航定位技术研究的不断深入，基于差分定位的双天线定向技术也得到了越来越多的应用［9］。实时接收并分析位于载体不同位置处的两个相互独立天线接收的载波相位信号，从而确定载体两个坐标之间的角度差，通过卫星定向技术得到载体的航向角。为达到动态高精度的定向，每个独立的接收机一般都采用多系统多频段的RTK（Real-Time Kinematic）高精度定位技术。从而，高精度定向的射频接收机需要更多的接收通道，导致了导航应用终端面临着体积大和成本高等问题。

针对导航终端的多样性接收需求，本文提出了一种高度集成可重构的四通道GNSS 射频接收机。研究了可应用于单天线全频段高精度定位应用和双天线高精度定向应用的四通道可重构接收架构，取代传统多芯片的射频接收方案，降低终端产品的面积和成本。为支持射频接收机的多样性应用，设计了射频频率宽带可配置的接收射频前端，模式可重构和带宽可编程的低通和带通滤波器。通过降低宽频带射频前端的噪声，校准混频器正交本振的IQ失配，提升滤波器的带外抑制和镜像干扰抑制性能，改善复杂电磁环境下微弱导航信号的接收。

1 四通道可重构接收架构

如图1所示为GNSS信号频点分布与频带划分，中国的北斗系统（BDS）、美国的全球定位系统（GPS）、俄罗斯的格洛纳斯系统（GLONASS）、欧洲的伽利略系统（Galileo）、日本的准天顶系统（QZSS）和印度的区域导航卫星系统（IRNSS）的9个主要信号频点分布在1.15～1.61 GHz之间，可划分为47 MHz的宽带L1频段、72 MHz的宽带L2频段和52 MHz的宽带L5 频段。接收通道带宽大于72 MHz 时，两个通道可并行接收L1+L2/L5 频段的5～7 个频点；3 个接收通道可实现GNSS全频点信号的并行接收。

图1 GNSS信号频点分布与频带划分Fig.1 GNSS signal frequencies distribution and bands division

本文提出的四通道射频接收机，各通道拥有独立的锁相环（PLL），可分别接收不同频段的导航信号，可配置接收通道工作在60 MHz 或80 MHz 宽带模式下，3 个通道覆盖GNSS 全频点导航信号。此外，可配置另一个接收通道工作在窄带模式下，接收1 525～1 559 MHz 频段的L-Band 星基增强信号，如Inmarsat 的卫星通信服务、合众思壮的“中国精度（Atlas）”、中海达的“全球精度（Hi-RTP）”和千寻位置的“天音计划”等信号。如图2所示高精度定位的GNSS 射频系统框图，四通道构成“3 个宽带通道+1个窄带通道”射频接收机。

图2 高精度定位的GNSS射频系统框图Fig.2 GNSS RF system diagram for high-precision positioning

在接收双天线的导航信号用于高精度定向时，四通道射频接收机可重构为“2个宽带通道+2个宽带通道”模式。如图3所示高精度定向的GNSS射频系统框图，来自天线1的导航信号送给通道1（RX1）和通道2（RX2）处理，来自天线2的导航信号送给通道3（RX3）和通道4（RX4）处理。为对来自不同位置天线的导航信号进行相同处理，通道1和通道3共用锁相环1（PLL1）的本振，通道2和通道4共用锁相环4（PLL4）的本振。接收通道配置为60 MHz或80 MHz的宽带模式，仅用两个通道可实现GNSS四系统L5+L1或L5+L2双频带的多频点信号并行接收。

图3 高精度定向的GNSS射频系统框图Fig.3 GNSS RF system diagram for high-precision orientation

2 可重构接收电路设计

GNSS 各星座系统的各导航频点的带宽不同，如GPS L1 C/A、Galileo E1OS 或BDS B1I 频点的带宽 为4 MHz，而BDS B2a/B2b/B3、GPS L5C/L1C、Galileo E5a/E5b、GLONASS G1/G2 等频点的带宽为20 MHz。为更好地支持单频点导航信号接收和带外干扰抑制，射频接收机的中频滤波器带宽设计为4～20 MHz 可重构，同时接收系统支持低中频/零中频架构可重构。

对于高精度定位应用，接收机同时接收多系统多频点的导航信号，如宽带L1 频段包括BDS B1C/B1I、GPS L1 C/A 和L1C、Calileo E1 和GLONASS G1 信号，接收带宽需大于47 MHz。若需单芯片实现接收GNSS 四系统全频点，如果接收带宽较小则需增多通道，导致芯片面积过大；如果接收带宽过大，则需更高频的模拟信号处理能力、更高速的ADC 和更快速的数字基带，将导致芯片功耗过高。因此，为了实现单芯片接收1.15～1.65 GHz 频带内的全部GNSS 导航频点，本文提出的方案单芯片集成4个可重构接收通道；每通道零中频和低中频可重构；低通滤波器双边带宽支持0.8～80 MHz 可编程，兼容多频点导航信号的宽带接收和L-Band 星基增强信号的窄带接收。

为实现在复杂的电磁环境中接收各导航系统的微弱卫星信号，射频接收机电路须具有宽频带、低噪声、高线性特性，以及出色的带外抑制和镜像抑制能力。本文提出的GNSS 射频接收机架构如图4所示，包括由单端输入输出的低噪声跨导放大器（LNTA）、单平衡无源电流混频器和跨阻放大器组成的IQ 下变频射频前端、可重构滤波器（Filter）、放大器等。iRF和IIF分别为射频和中频电流。

图4 本文提出的GNSS射频接收机架构Fig.4 GNSS RF receiver architecture proposed in the paper

2.1 宽带可重构低噪声跨导放大器

差分输入交叉耦合结构的共栅放大器可实现宽带匹配，是宽频LNA 的常见架构［10］，但也存在一些问题：共栅LNA的噪声特性导致噪声系数相对较大；接收信号时需要外置Balun 将单端信号转成差分信号，提高了使用成本。共栅输入和电感负载的低噪声放大器［11-12］虽然能取得更好的噪声性能，然而也存在宽频带内增益波动大和负载电感面积大等问题，不适合低成本的多通道射频前端实现。

为了实现噪声和宽带的折中优化设计，本文提出如图5 所示的LNTA 电路及阻抗匹配网络。图中Vin是射频输入电压信号，Rs为源阻抗，RM为匹配网络的输出阻抗，Rin为LNTA 的输入阻抗，Iout是射频输出电流信号。通过匹配网络的重构设计，可实现不同频段GNSS 信号的低噪声放大。该放大器采用由NMOS 跨导管M1、M2和PMOS 跨导管M4组成的推挽式放大器结构，消除了源极电感和负载电感的使用，减少工作在不同频点导航信号时的增益和噪声波动，有利于多模多频接收的重构。此外，电流复用的方式提高了跨导Gm，有利于降低LNTA 的功耗。跨导管M1、M2和M4的作用类似，为方便分析噪声，将不含输入匹配网络的LNTA 简化为单个NMOS 跨导管的模型，简化的LNTA 小信号分析如图6所示。图中Gm为跨导管M1、M2、M4的跨导gm1、gm2、gm4的总和，即

图5 LNTA电路及阻抗匹配网络Fig.5 LNTA circuit and impedance matching network

图6 简化的LNTA小信号分析Fig.6 Simplified small-signal analysis of LNTA

式中，RO为跨导管M1、M2、M4与共栅管M3形成的总输出阻抗。

考虑输入输出反馈电阻Rf的影响，根据小型号模型可计算LNTA的输入阻抗Rin和输出阻抗Rout，分别为

式中，Rf为PMOS输入管M4提供栅极电压偏置，有助于输入阻抗的稳定和匹配的设计。

通过分析小信号模型，得到LNTA 的电压传递函数如下：

考虑MOS跨导管沟道热噪声在LNTA输出端的噪声贡献，输出热噪声电压可以表达为

式中，γ为工艺相关的参数。噪声因子F可表达为

采用共源共栅结构的NMOS输入设计，提高输出阻抗RO，有助于提高LNTA 的电压增益AV。电路设计取Rf≫1/Gm，提高LNTA 的跨导Gm可减小LNTA 的噪声系数和获得更大的增益AV以抑制后级电路噪声。

如图5所示，采用阻抗匹配网络实现了50 Ω姆的源阻抗Rs到匹配网络输出端RM的阻抗变换，变换后的阻抗RM等于LNTA 的输入阻抗Rin，通过式（7）可知增大LNTA 输入端的阻抗Rin可减小噪声系数。LNTA输入端看到的源阻抗RM和输入阻抗Rin设计为匹配且大于50 Ω，即RM=Rs＞50，通过调整窄带阻抗匹配网络参数，在GNSS 不同频段分别获得一定的带内匹配电压增益，除了减小LNTA 电路的噪声系数，还在相应的GNSS 接收频段内进一步抑制了LNTA 电路的噪声贡献，从而实现GNSS射频接收机在宽带L1频段、宽带L2频段、宽带L5频段和L-Band频段的噪声系数优化。

NMOS跨导管M1偏置在饱和区工作，M2偏置在亚阈值区工作，MOS管工作在饱和区跨导gm1的三阶非线性参数与工作在亚阈值区跨导gm2的三阶非线性参数方向相反，通过优化NMOS跨导管M1和M2的尺寸和合适的偏置电压VB1和VB2，形成跨导三阶非线性相互抵消，实现跨导放大器LNTA的线性改善。

2.2 25%占空比本振产生和IQ 不平衡补偿模块

本研究提出的无源电流混频器有出色的线性和更低的1/f噪声，比传统有源混频器更适合高线性低噪声的射频前端［10］。采用25%占空比的非交叠本振信号，减少射频电流从I 路和Q 路混频器到中频频率的损耗，相比50%占空比可提高3 dB的转换增益［11］。接收机IQ 混频时不可避免存在I支路和Q 支路通道的失配，造成零中频接收机的IQ 不平衡和低中频接收机的镜像抑制降低。本文提出了一种新型的25%占空比本振产生器及IQ不平衡补偿电路，如图7 所示，其中CLKP 和CLKN 是一组来自锁相环的互补时钟信号，LO_IP、LO_IN、LO_QP 和LO_QN 是一组正交的差分本振输出信号。为满足无源混频器的大摆幅驱动需求和实现低功耗设计，本文采用了基于CMOS逻辑结构的二分频设计，由两个无尾电流的锁存器单元按主从连接方式构成，并通过CLKP和CLKN触发。当时钟信号CLKP端为高电平而CLKN 端为低电平时，PMOS 管MP1和MP2关断，主锁存器的输出LO_IP和LO_IN 处于置零状态；此时从锁存器采样主锁存器前一周期的状态，锁存并输出。当时钟信号CLKP 端为低电平而CLKN端为高电平时，主、从锁存器交换工作模式。在每两个输入时钟周期中，LO_IP、LO_IN、LO_QP 和LO_QN 的高电平仅占有半个输入时钟周期。如图7的时序分析，本文提出的二分频器直接输出接近轨到轨的25%占空比IQ 正交本振，有利于提高无源混频器的噪声和线性［14］。

图7 25%占空比本振产生器及IQ不平衡补偿Fig.7 25% duty-cycle LO generator with IQ imbalance compensation

射频接收机的IQ不平衡主要由本振通路的IQ相位失配和信号通路的IQ幅度失配贡献。在中频放大器的IQ支路上设计增益独立可控的校准电路，能够实现IQ幅度不平衡的补偿。本文针对IQ相位不平衡，提出了一种新型的IQ相位补偿方法，无须复杂的电路资源消耗，直接在二分频电路的钟控锁存器通路上，设计一组阻抗可变的可编程开关阵列，通过改变25%占空比正交本振的延迟时间达到相应支路输出本振相位调整的目的，从而实现IQ不平衡的校准。

2.3 可重构滤波器

滤波器一方面通过抑制镜像干扰和带外干扰对变频后的信号进行选择，另一方面也为下级的模数转换器提供抗混叠作用。相比Gm-C滤波器，有源RC滤波器更具有低电压工作和高线性特性，并能够提供更大的输出幅度，有利于射频接收机处理强干扰阻塞。为提高滤波器的线性和带外抑制能力，本文采用了蛙跳结构的七阶切比雪夫型有源RC滤波器。

忽略运放有限增益和带宽的影响，简单的一阶低通滤波器传递函数可以写成：

一阶复数带通滤波器的传递函数可以表达为

式中，Ri为滤波器的输入电阻，Rj、Cj分别为滤波器跨接在运放两端的反馈电阻和反馈电容，Rx为复数带通滤波器I路和Q路之间的频率搬移电阻。

根据滤波器的数学分析和模型验证，可通过低通滤波器的中心频率搬移实现复数带通滤波［15］，在电路中则通过积分器的I 路和Q 路之间的交叉耦合通路的电阻实现。本文提出的可重构7阶切比雪夫滤波器如图8 所示，通过构建和切断IQ 路之间的交叉耦合电阻，实现复数带通和低通滤波器的重构；选择IQ 路耦合通路的不同电阻参数，实现8 MHz 和16 MHz 的中心频率；配置I 路和Q 路的反馈电阻和电容阵列，实现0.8～80 MHz 的可编程滤波带宽。为抵消由于工艺、电压和温度引起的带宽变化，设计了调整带宽的电阻阵列和简单的片上自校准算法。

图8 提出的可重构7阶切比雪夫滤波器Fig.8 Proposed reconfigurable 7th order Chebyshev filter

3 测试结果

所研究的四通道可重构GNSS 射频接收芯片的显微照片如图9（b）所示，采用0.13 μm CMOS 工艺实现，芯片封装后使用图9（a）所示的测试板进行测试验证。单个接收通道，包括低噪声跨导放大器、混频器、除二分频器、跨阻放大器、滤波器和中频放大器，供电电压为1.2 V时消耗20.6 mA 的电流。修改测试板匹配电感Lm实现GNSS 射频接收机在宽带L1频段、宽带L2频段、宽带L5频段和L-Band频段实现输入阻抗匹配，使用网络分析仪E5071C 测试匹配后的GNSS 射频接收机，射频接收机输入匹配S11测试结果如图10 所示，在GNSS 全频段和LBand频段测试的S11结果小于10 dB。

图9 测试板和显微照片Fig.9 Evaluation board and microphotograph

图10 射频接收机S11测试结果Fig.10 Measured S11 for RF receiver

使用Agilent 340A噪声源和Agilent N9020A频谱分析仪对接收通道进行噪声性能测试，中频放大器增益配置为20 dB，GNSS射频接收机的噪声系数和增益测试结果如图11所示，其中GPS L5频点的NF为2.7 dB，GPS L2 频点的NF 为2.9 dB，GPS L1 频点的NF 为3.2 dB。测试1.15～1.65 GHz 之间的9 个GNSS 频点，增益波动约1 dB，NF 波动约0.5 dB，显示了较好的一致性。

图11 噪声系数和增益测试结果Fig.11 Measured NF and gain for RF receiver

图12是大信号输出时射频接收机的带内三阶交调截点功率（OIP3）测试结果，混频器的本振频率为1 190 MHz，中频输出双音信号频率分别为16.64 MHz和17.64 MHz。当输入功率高达-32 dBm时，输出功率接近-2.9 dBm，三阶互调抑制大于75 dB，此时的带内OIP3为34.7 dBm，IIP3为5.5 dBm。本振信号工作在1.15～1.65 GHz之间时，射频接收机的OIP3性能变化小于2 dB。测试结果表明，多栅输入的LNTA设计有效提升了射频接收机的线性性能。

图12 带内OIP3测试结果Fig.12 Measured for in-band OIP3

图13和图14分别为可重构滤波器工作的低通滤波模式的可编程带宽测试结果和带通滤波模式的可编程带宽测试结果。工作在低通滤波模式时，测试的半边带宽为0.4、2、10、20、30和40 MHz，对应的双边带宽为0.8～80 MHz。工作在带通模式下时，带宽和中频频率都可重构，测试结果显示1.5倍带宽处的带外抑制大于35 dB，2倍带宽处的带外抑制大于52 dB，芯片具有出色的带外抑制能力。

图13 低通滤波模式的可编程带宽测试结果Fig.13 Measured results of programmable bandwidth of lowpass filter mode

图14 带通滤波器的可编程带宽测试结果Fig.14 Measure results of programmable bandwidth of bandpass filter mode

为了对芯片镜像抑制能力进行测试，配置接收机工作在低中频模式，芯片射频输入端输入相同功率的有用信号和镜像干扰信号，IQ不平衡校准的镜像抑制测试结果如图15 所示。接收有用信号时输出功率约为0.4 dBm，IQ 不平衡导致接收机校准前的镜像干扰抑制仅25.7 dB，经本振二分频的IQ 校准后，镜像干扰抑制提升至58.1 dB。测试结果证明，除二分频器的IQ 不平衡校准能显著提升接收机的镜像抑制能力。

图15 IQ不平衡校准的镜像抑制测试结果Fig.15 Measured results of IRR with IQ imbalance calibration

为测试芯片通道之间的隔离特性，配置四通道射频接收机的通道1 和通道3 共用同一本振，在通道1 射频输入端RFIN_RX1 和通道3 的射频输入端RFIN_RX3 输入相同功率的信号，在通道1 输出端IFOUT_RX1 测试两个信号的输出功率大小的差异，即通道1 和通道3 的隔离度。通道隔离度测试结果如图16 所示，上方的曲线1 是通道1 输出IFOUT_RX1随通道1输入RFIN_RX1的幅度频率响应，下方曲线2 是共本振的通道3 输入RFIN_RX3泄漏到通道1输出IFOUT_RX1的幅度频率响应，测试得到的通道隔离度为57 dB。相比相邻通道共本振的多通道布局，芯片隔离度提高了15 dB左右。

图16 通道隔离度测试结果Fig.16 Measured results of channel isolation

表1 总结了本文射频接收机的性能测试结果，并与近期的GNSS射频接收机研究文献进行了比较。相比参考文献［4-6］，本文采用兼容低通/复数带通的可重构滤波器架构，其滤波带宽为0.8～80 MHz可编程，扩展了芯片的应用范围。采用多栅输入低噪声跨导放大、无源电流混频和有源RC 滤波的结构，改进了接收射频前端和中频滤波器的线性，取得了比参考文献更高的带内输入1 dB 压缩点（ICP）和带内输出三阶交调截点功率。同时，通过采用25%占空比本振电路的IQ 不平衡校准方法，取得了优异的接收镜像抑制（IRR）测试结果。

表1 性能测试结果和对比1）Table 1 Measurement summary and comparison

4 结论

针对GNSS 射频接收机的可重构应用需求和复杂电磁环境下的高线性要求，论文采用0.13 μm CMOS 工艺设计并验证了四通道可重构的GNSS 射频接收芯片。接收通道采用低噪声跨导放大、无源混频和有源RC 滤波的新型结构，改进了接收线性性能；接收滤波器实现了低通和复数带通模式的可重构，带宽0.8～80 MHz 可编程。通过四通道和滤波的可重构设计，单芯片实现了高精度定位的GNSS 全频点信号接收或高精度定向的双天线多模多频GNSS 信号接收，降低了高精度定位定向终端的成本。

芯片测试结果表明，芯片的接收频率覆盖了1.15～1.65 GHz 的GNSS 频点，其主要性能实现了：最小2.7 dB的噪声系数，34.7 dBm的OIP3和58.1 dB的镜像抑制；在1.2 V 供电下接收通道功耗仅24.7 mW，可满足高精度定位定向GNSS 射频接收机的高集成和多样化应用需求。