经典OCL 功放电路削顶失真的实验研究

方波，黄俊高，卢杰帆，吴坚锰

（广东石油化工学院 电子信息工程学院，广东茂名，525000）

0 引言

在很多电子设备中，需要功率放大电路作为电路的末级来驱动某种负载，要求其具有足够大的输出功率。OCL甲乙类低频功放电路以其低频性能好、效率高的优点而得到广泛应用。一直以来教科书和文献中都是以双电源互补对称推挽结构这种经典电路为基础来进行教学[1～2]。但是在实际应用中，按照这种OCL 电路结构设计的功率放大器往往会出现动态范围小、失真严重、调试难度大的现象[3]。虽然有不少文献对功放电路的交越失真问题进行了研究[4～6]，但对削波失真问题的研究甚少[7]，本文对此现象进行仿真和实验研究，分析了产生现象的原因，并提出了解决此问题的电路改进方案。

1 经典功率放大电路存在的理论分析

在一般的经典教材或其他文献中[1～2]，工作于甲乙类状态的经典双电源互补对称功率放大电路（OCL）如图1 虚线框中所示。在输入信号的正负半周，两个互补对管交替轮流导通和截止，在两个互补管基极之间串联二极管来给电路设置合适的静态工作点以消除交越失真。根据经典理论分析，静态时，从正电源+VCC 经R1、D1、D2、R2到负电源-VCC 形成一个直流通路，使T1和T2管均处于临界导通或微导通（即有一个微小的静态电流）状态，则当输入交流信号时，就能保证至少有一个管子导通，实现双向跟随，从而达到消除交越失真的目的。

图1 经典OCL 功率放大电路

如果晶体管与二极管采用同一种材料（如硅），就使得T1和T2的两个基极之间产生大约1.4V 的电压，即Vb1b2=VD1+VD2≈ 1.4V。同时也使两个晶体管的基射极之间均得到大约0.7V 的电压，就可使T1和T2均处于微导通状态。由于电路对称，静态时IC1=IC2，IL=0，Vo=0。动态（有输入信号）时，由于二极管的动态电阻很小，可认为T1和T2管的基极电位近似相等，即vb1≈vb2≈vi。动态时电路的工作原理与乙类电路相同，从而实现正负半周的放大。

2 经典功率放大电路存在的问题

如果按照上述经典电路搭建实际的功放电路，则往往出现信号动态范围小、信号大时发生严重的削顶失真现象，难以达到预期的功率放大效果。

为了测试经典OCL 经典功放电路存在的问题，本文进行了仿真和实验测试，在图1 电路前端设置前置放大电路，电压放大倍数设为10，仿真和实验选取各主要元器件型号参数和物理量设置如表1，因互补对称OCL 对功放对管的互补对称性要求严格，仿真模型中功放对管的电流放大倍数设为β1=β2=80，实验选择β 值尽可能均接近80 的2SC5198 和2SA1941 功放对管。

表1 实验中各主要元器件型号参数和物理量设置

（1）偏置电阻R1和R2固定、输入信号vi变化时的仿真与实验测试

采用Multisim14 进行仿真[4]，选取 1R和 2R均为1kΩ，改变输入信号vi的大小，观察输出波形，可以得到如图2(a)和图2(b)所示仿真波形，图中三条曲线分别为信号源vi、集成运放输出vo1和功放输出端vo的波形。其中，图2(a)为临界不失真时，输入信号vim≈ 0.46V所得到的仿真波形，即当vim≈ 0.46V时功放电路输出最大不失真输出电压VomM，此时VomM≈4.V5 。通过仿真测试可知，当vim<0.46V时，功放电路输出电压基本不失真，而当vim>0.46V时，功放电路输出电压将发生削顶失真。图2(b)所示为vim=1.0V时的仿真波形，从图中可以看出，输出电压波形发生了严重的削顶失真。

图2 R1 和R2均为1kΩ 输入信号 vi 变化时的仿真波形

采用同样的电路进行实验测试，仍然选取R1和R2均为1kΩ，改变输入信号vi的大小，观察输出波形，可以得到如图3(a)和图3(b)所示实验波形，图中两条曲线分别为集成运放输出端vo1和功放输出端vo的波形。其中，图3(a)为通过实验测试得到的功放电路最大不失真输出电压波形，此时对应的输入信号vim≈ 0.45V，最大不失真输出电压Vom≈ 4.17V。图3(b)为输入信号vim=1.0V时的输出波形，可以看出，此时输出电压Vo波形已发生了严重的削顶失真。

图3 R1和R2均为1kΩ 输入信号vi变化时的实验波形

图2 和图3 的测试结果表明，由于模拟电路晶体管参数影响的复杂性（仿真和实验所用晶体管的电流放大系数不同）导致仿真和实验测试数据略有差异，但是仿真和实验反映了同样一个现象：互补对称功放电路的基极偏置电阻R1和R2选取不当时，输出电压很容易严重失真，而最大不失真输出电压很低，本文电路中±15V 电压供电、R1和R2取值为1kΩ 时，仿真和实验测试的最大不失真电压均不超过4.2V。因此功放电路失去了足够的功率放大能力。

（2）偏置电阻R1和R2变化时最大不失真输出电压的仿真与实验测试

为了研究偏置电阻对功放输出的影响，改变偏置电阻R1和R2作为参变量，当输入信号vi变化时，对图1 所示电路进行仿真与实验测试。

仿真和实验测试时R1(2R) 分别取为10kΩ、5kΩ、2.5 kΩ、1 kΩ、0.75 kΩ、0.60 kΩ 和0.40 kΩ，改变输入信号vi的大小，分别确定最大不失真输出电压VimM。仿真和实验测试结果表明，虽然仿真和实验电路中因晶体管参数的不一致性导致测试数据略有差异，但是仿真和实验都反映了同样一个现象：OCL 功放电路的最大不失真输出电压随着基极偏置电阻R1和R2变化而变化，当偏置电阻减小时，最大不失真电压将有增大趋势，但是偏置电阻的减小到一定值时（本文中约为0.6 kΩ），最大不失真输出电压反而会下降，并且容易造成功放管损坏，这正是经典OCL 电路调节困难的原因所在。因此，在上述经典电路中无论如何改变偏置电阻，所获得的最大不失真电压仍然较低，根据本文电路±15V 电压供电时，仿真和实验测试的最大不失真电压极限分别约为电源电压的41.5%和40%。

同时，随着偏置电阻的降低，偏置电阻和晶体管本身的耗散功率将显著增大。因此上述经典功放电路远远不能达到理论上不失真最大效率时的条件[1～2]，即VomM≈VCC-VCES，并不能发挥理论上应有的功率放大能力，即不能实现最大输出功率，实际最大效率与理论最大值也相差甚远。

3 经典功率放大电路失真现象分析

发生上述经典OCL功放电路输出电压很容易严重失真、最大不失真输出电压远低于电源电压的原因可从电路上进行定量和定性分析，电路如图1 所示。

由于电路对称，故以信号正半周为例进行分析。静态时，忽略其他次要因素，有

有动态信号输入时，设vo1为正半周，则A 点电位上升，B1点电位亦上升，iR1和iD1减小，VBE1和iB1增大，E 点电位上升，但VA>VE>0,T1导通，T2截止，iE1≈ 0，iE1≈iRL。

当iD1减小到接近于0 时，D1截止，iR1=iB1，此时有：iR1XR1+VBE1+(1+β)iR1XRL=VCC，故有：

此时，若VA即vo1继续增大，则iR1、iE1、iRL和VB、VE（即VO）将不再增大，即输出波形出现削顶失真，因此R1所对应失真时的输出电压最大值，亦近似为不失真时的最大输出电压峰值：

对图1 电路进行仿真测试，设置输入信号幅值vim=10V，R1=R2=1kΩ,β1=β2=80，图4(a)所示为图1 电路中A、B1、B2和E 点对地电压的仿真波形，图4(b)所示为iR1和iB1的1Ω 转换电压波形。由图4(a)可以看出，正半周削顶失真时的输出电压vo值VomM（仿真）≈4.875V，而上述理论分析计算值（理论）≈4.72V。由图4(b)可以看出，发生削顶失真期间刚好是偏置电阻电流减小、晶体管基极电流增大到二者相等的区间，即抗交越失真二极管发生截止期间。可见，仿真波形和数据与上述理论分析是基本吻合的。

图4 经典功率放大电路失真现象仿真分析

4 经典OCL 功率放大电路的改进与仿真和实验验证

4.1 经典OCL 功率放大电路的改进

通过上述理论与仿真分析可知，经典功放电路产生失真现象的主要原因在于，随着输入信号的增大，用于克服交越失真的二极管的电流逐渐减小直至为零，二极管发生截止，功放管电压电流达到恒定而不再随输入信号变化而变化。因此，解决此问题的方案有两个：一是增大二极管电流，即减小偏置电阻。仿真和实验数据表明这种方案在一定的程度上可以提高最大不失真电压值，但不能根本解决问题。二是改进电路结构，本文提出的电路改进方案是：在经典OCL 功放电路中两个二极管D1、D2两端分别并联电容C1和C2，如图5 所示。

图5 功放改进电路

静态时，与图1 所示经典功放电路相同，设置合适的静态工作点，使T1和T2管均处于临界导通或微导通状态，在此电路中，偏置电阻R1和R2可以设为较大值，D1、D2中有一个微小的静态电流，D1、D2、T1和T2的发射结两端均有一个克服交越失真的微小压降VBEO，VC1≈VC2≈VBEO。因电路设置对称，故静态时A 点和E 点均为零电位。

动态时，设vi处于正半周，A 点电位上升，B 点电位随之上升 (VB=VA+VC1)，iR1逐渐减小，iB1增大，T1导通，E点电位上升。同时，VA>VE，并且T2截止。当VA足够高，T1需要提供足够大的基极电流时，将由C1存储的电荷补充，1C将起到耦合信号的作用，因C1容量足够大，阻抗很小（如47μF 电容100Hz 时容抗约为34Ω，相对功放自身的千欧级输入电阻而言可忽略），并且可保证C1上的压降维持基本恒定(VBEO)，D1始终保持微导通状态，不存在经典电路中因电流减小而截止的情况，因此A、B1、E 和B2点电位都可随vi的增大而上升到很高。当vi处于负半周时，亦可做同样的分析，故输出电压vo的正负半周均可达到很大的幅值而不发生削顶失真，从而克服了经典OCL 功放电路的缺陷。

4.2 改进型OCL 功率放大电路的仿真和实验验证

根据图5 改进型电路进行仿真和实验验证。仿真和实验电路中，取R1=R2=2kΩ，C1=C2=47µF，β1=β2=100，调节vim，使得不失真输出电压vo幅值达到最大。图6 所示为仿真波形，图中，三条曲线分别为图5 电路中vi、vo的波形以及驱动信号波形，仿真测得不失真输出电压VomM约为11.2V。图7 所示为实验波形，图中两条曲线分别为图5 电路中vi和vo实验波形，实验测得不失真输出电压VomM可达11.2V。适当选取互补对管的电流放大倍数，使得仿真和实验电路参数基本一致，可以得到吻合度很高的仿真实验测试结果。如改善驱动电路和电源等其他电路性能，不失真输出电压可进一步提高[1]。

图6 功放改进电路效果仿真测试

图7 功放改进电路效果实验测试

从图6、图7 仿真和实验波形可以看出，通过对经典OCL 功放电路的改进，削顶失真现象得到了很好地解决，功放电路的不失真动态范围得到有效扩大，电路的效率可以得到充分提升，在本文所选取的元器件型号参数的情况下改进型功放电路效率可提升到58.6%，而且改进型电路可选取较大的偏置电阻，进一步提高了输入电阻[1～2]，降低了电路功耗，并提高了实际电路的可靠性。

图8 和图9 是分别根据图5 的改进电路在上述相同条件下，调节vim=5V测得的B1点和A 点对地电压仿真和实验波形。从图8 和图9 可以看出，整个信号周期内B1点电位始终高于A 点电位（仿真约为650mV，实验约为670mV），这表明，改进型功放电路中二极管因并联电容，一方面其两端保持正偏电压而始终处于导通状态，其克服交越失真的优越性能仍得到保留，另一方面并联电容的容抗很小且与二极管导通时的动态电阻并联而使得OCL 电路优越的低频特性得到保留和加强。在此基础上，在功放电路中引入包含功放输出级的大环路负反馈，输出电压波形的非线性失真必将进一步得到改善。

图8 B1 点和A 点对地电压仿真波形

图9 B1 点和A 点对地电压实验波形

5 结语

本文针对经典OCL 功放电路存在的严重削波失真、要保证不失真又会导致动态范围小、输出功率小、效率低的问题进行了仿真和实验测试，通过理论分析经典功放电路削波失真的机理，提出了对经典电路进行改进的方案，即在抗交越失真二极管两端并联耦合大电容的方式，克服了经典OCL 功放电路的上述缺陷，仿真和实验结果表明，本文改进的功放电路方案是有效的、可行的，对于OCL 功率放大电路理论和实验教学及工程设计应用具有指导意义，对OTL 功放电路的改进也有借鉴作用。