级联型NPC-HB多电平逆变器功率均衡控制策略研究

陈鑫跃，刘春晖，杨朋威，鲍音夫，陈浩然

（国网内蒙古东部电力有限公司电力科学研究院，内蒙古 呼和浩特 010020）

0 引言

多电平逆变器具有电压应力小、谐波含量低、易于模块化设计等优点，在中高压、大功率电气传动系统中得到广泛应用［1-3］。一般，多电平逆变器拓扑主要分为二极管钳位型（neutral point clamped，NPC）、飞跨电容型（flying capacitor，FC）以及级联H 桥型（cascaded H-bridge，CHB）［4-8］。其中NPC 型逆变器无需钳位电容与独立电源，结构简单，被广泛应用于电机驱动［9］、有源滤波器［10］和静止无功发生器［11］等场合。

当系统容量较大时，往往需要将多个模块进行级联输出，应用于级联型多电平逆变器的脉宽调制（pulse width modulation，PWM）策略主要有载波层叠PWM和载波移相PWM。相对载波移相调制策略，载波层叠调制策略在开关损耗和谐波优化方面具有较大优势，但是其无法实现模块之间的功率均衡。当级联系统中各个模块输出有功功率不相等时，各个模块利用率不一致，输出电压谐波含量增加，器件使用寿命差异较大，影响系统性能，增加系统维护成本。

为解决逆变器多模块级联系统输出功率不均衡问题，国内外学者进行大量研究，并提出一系列解决方案。文献［12］针对级联H 桥多电平逆变器拓扑结构，提出一种单极性层叠载波调制策略，使高低压模块的两桥臂工作在单极倍频正弦脉宽调制（sinusoidal PWM，SPWM）状态，该方法同时具备高低压模块功率均衡和同相层叠载波谐波含量低的优点，但是高压模块和低压模块须分开调制，且需要多条不规则调制波，会增加系统的复杂程度。文献［13-14］针对二极管钳位型级联多电平逆变器，提出一种基于脉冲编码与轮换的多电平SPWM 调制策略，通过脉冲编码与脉冲旋转技术，有效地控制逆变模块内部电容电压，以保证输出电压与输出功率的平衡。但该方法通用性不高，受限于逆变器实际拓扑结构，难以对算法进行扩展应用。文献［15］针对多电平H 桥逆变器，提出一种同相层叠型SPWM 脉冲分配方法，通过将各H 桥模块的触发信号进行周期轮换，从而达到功率平衡的目的，但该方法需要经过3/4个工频周期才能实现功率平衡，因此存在较大的功率波动。为缩短功率均衡所需时间，文献［16］提出一种改进的同相载波层叠调制策略，然而开关器件的动作次数有所增加，降低了系统效率。为解决NPC/H桥型五电平逆变器开关损耗分布不均匀的问题，文献［17］提出一种载波层叠与载波移相相结合的混合分布SPWM算法。文献［18］对各种载波脉宽调制策略在不同调制度时输出线电压波形的谐波性能及基波含量进行了仿真对比分析。文献［19］研究载波层叠脉冲宽度调制和三段式空间矢量脉冲宽度调制的策略，证明提高载波频率可使主要高次谐波频率增大，并减小谐波含量。

文中以级联型中点钳位全桥（neutral point clamped H-bridge，NPC-HB）多电平逆变器为研究对象，详细分析NPC-HB多电平逆变器拓扑结构采用传统载波层叠调制方法功率不均衡的机理，在此基础上提出一种载波层叠和移相控制相结合的混合调制策略。该方法可以同时实现模块之间功率均衡分配和降低输出电压谐波含量，降低滤波器的体积和成本，仿真和实验结果验证了该方法的有效性。

1 NPC-HB 级联多电平拓扑结构与调制策略分析

1.1 主电路拓扑

NPC-HB 级联多电平逆变器主电路拓扑结构如图1 所示。单个功率模块采用两个NPC 半桥组成的五电平全桥结构。在第一个模块中，T11、T12、T13、T14、T15、T16、T17、T18为带有反并联二极管的功率开关器件，D11、D12、D13、D14为钳位二极管，C11与C12为分压电容，其电压均为直流母线电压的一半。每个功率模块的输出通过串行方式连接在一起。每个独立的模块都可以输出±Vdc、±Vdc/2 和0 这5 种电平。当n个模块串联时，则一共可以产生4n+1个电平。

图1 NPC-HB级联多电平逆变器电路拓扑Fig.1 Topology of the cascaded NPC-HB multilevel inverter

1.2 基于载波层叠SPWM调制策略分析

基于载波调制的正弦脉宽调制SPWM 算法通常采用正弦调制波与三角载波进行比较，从而产生PWM脉冲信号来开通或关断相应的开关器件。由于输出谐波含量低的特点，同向层叠（phase disposition，PD）载波调制策略在多电平逆变器中得到了广泛应用。以两个功率模块级联为例，同向载波层叠SPWM调制原理以及输出波形如图2所示。

图2 同向载波层叠SPWM调制Fig.2 Co-directional carrier stacked SPWM modulation

两个功率模块级联输出九电平需要8 个载波（正半周期为ua，ub，uc，ud）和1 个正弦调制波（uref），其中8 个载波同向层叠。当0＜uref＜ua时输出电平0，当ua＜uref＜ub时输出电平Vdc/2，当ub＜uref＜uc时输出电平Vdc，当uc＜uref＜ud时输出电平3Vdc/2，当ud＜uref时输出电平2Vdc，同理在负半周期也可以分别输出-Vdc/2，-Vdc，-3Vdc/2 和-2Vdc共4 个电平。通过分析可以得到低压模块开关管T11、T12、T13、T14工作在基波频率与载波频率之间，而高压模块开关管T21、T22、T23、T24全部关断。每个桥臂的工作频率均不一致，由此产生的发热不均匀问题会严重影响系统的可靠性。另一方面，NPC-HB 多电平逆变器各模块输出端为串行连接，各个模块输出的电流相等。虽然逆变器输出的功率既包含有功功率又包含无功功率，但是仅有有功功率消耗在负载中，而无功功率则存储在电感和电容中。因此，NPC-HB多电平逆变器各模块的功率分配问题主要考虑有功功率的分配。

2 NPC-HB级联多电平逆变器功率均衡方法

2.1 混合调制策略

通过上述分析，模块间功率不均分的根本原因是各个模块输出电压基波分量不相等，这也是采用载波层叠调制策略固有的缺陷。因此，文中提出一种混合调制策略，在半桥结构中采用载波层叠式调制策略，而在桥臂之间采用载波移相式调制策略，混合调制策略如图3所示。

图3 混合调制策略Fig.3 Hybrid modulation strategy

以两模块级联为例，1 号模块8 个开关器件的驱动信号由调制波（um）与4个载波（u1a、u1b、u1c、u1d）进行比较得到。2 号模块8 个开关器件的驱动信号由调制波（um）与4 个载波（u2a、u2b、u2c、u2d）进行比较得到。在1 号模块中，u1a和u1c同相位，u1b和u1d同相位，而u1a与u1b相位相反，2号模块中的4个载波之间的相位关系与1 号模块一致。两个模块载波的不同点是2 号模块的4个载波相对于1号模块整体上有90°的相位差。第一个模块的T11、T12、T18、T17触发脉冲信号由调制波um与载波u1a、u1b、u1c、u1d比较产生，T13、T14、T16、T15的脉冲信号分别与T2a、T2b、T2c、T2d互补。第二个模块的脉冲触发信号与第一个模块类似。

采用混合调制策略之后，各个功率器件的平均开关频率相等，因此系统散热更加均匀。各个功率模块的脉冲信号是通过移相得到的，因此各个模块输出电压基波分量大小相等，从而保证了各个模块的功率均衡。当系统由n个模块级联组成多电平逆变器时，不同模块载波之间的移相角度为π/n，同层载波与调制波比较同样可以获得均衡的功率输出。

2.2 模块内开关器件损耗分布情况分析

功率损耗的估计对于评估电力电子电路的最大效率至关重要。本节对功率器件的导通和开关损耗进行分析。

一般来说，导通损耗与调制策略和负载功率有关。根据所提出的调制策略，得到每个开关的占空比函数如表1 所示，其中M是调制度，ω是电网电压的角频率。在半工频周期内，绝缘栅双极型晶体管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）的平均导通损耗PCond为

表1 每个开关的占空比表达式Table 1 Duty cycle expression for each switch

式中：uce（t）为IGBT 动态压降，uce（t）=uceo+i（t）Ron，其中uceo为IGBT 的固定压降，Ron为IGBT 的导通电阻；i（t）为输出电流，i（t）=Imsin（ωt），其中Im为输出电流幅值；dsw（t）为开关器件的占空比。

结合式（1）和表1，T11、T18、T21和T28的导通损耗为

同理，开关（T12、T17、T22、T27）、（T13、T16、T23、T26）和（T14、T15、T24、T25）的导通损耗分别可以表示为：

正如在文献［20］中所讨论的，带有反并联二极管的开关器件的开关损耗Psw可以表示为

式中：Voff为关断电压；ton和toff分别为开通时间和关断时间；f为开关频率。

根据样机参数和实验条件，选择开关器件IKW40N60，其主要参数如表2 所示。结合式（2）—式（6）、表2和表3所列实验参数，可以计算出单个模块中每个开关器件的导通损耗和开关损耗情况，结果如图4所示。

表2 开关器件主要参数Table 2 Main parameters of switch

表3 实验参数Table 3 Experimental parameters

图4 开关器件的导通损耗和开关损耗分布Fig.4 Distribution of conduction losses and switching losses for each switch

由图4 可知，模块单元内部各个功率器件的开关损耗均相同，而T12、T13、T16、T17的导通损耗高于其他功率器件的导通损耗。在总损耗方面，T11、T14、T15、T18具有相同的总损耗；T12、T13、T16、T17具有相同的总损耗。从上述分析结果可得，所提调制方法促使模块内部各个功率器件的损耗趋于均匀，有助于提升器件使用寿命，提高系统可靠性。

2.3 模块间功率分布情况分析

图5 展示了采用混合调制策略时高低压单元及级联输出桥臂电压及其等效基波波形。从图中可以看出，高低压单元输出的桥臂电压均为五电平，且两者基波分量大小完全一致。级联输出电压呈现九电平形式。高低压单元串行连接，流过两者的电流均为输出负载电流，因此高低压单元所承担的功率一致。故所提方法可以有效均衡高低压单元的功率，当级联单元数量增加时，所提混合调制策略依然适用。

图5 高低压单元与级联输出桥臂电压及其等效基波波形Fig.5 High and low voltage unit and cascaded output bridge arm voltage and its equivalent fundamental waveform

3 实验验证

为验证所提混合调制策略的有效性，以图1 所示的2 个NPC-HB 五电平功率模块为例，建立级联NPC-HB 实验样机。控制系统采用TI 公司的TMS320F28335 数字处理器与Altera 公司的EP2C8Q208 可编程逻辑器件。实验样机如图6 所示，实验参数如表3所示。

图6 实验样机Fig.6 Experimental prototype

图7 和图8 为采用载波层叠调制策略在不同调制度下的输出电压波形。当调制度M=0.4 时，各个模块的输出电压VAC、VDB和总输出电压VAB波形如图7（a）所示，从图中可以看出逆变器的总输出全部由低压模块承受，而高压模块没有功率输出。图7（b）是输出电压的快速傅里叶变换（fast Fourier transform，FFT）结果，其谐波主要集中在20 kHz 附近，谐波峰值达到50 V，高次谐波含量较小。当调制度为M=0.8 时，各个模块的输出电压VAC、VDB和总输出电压VAB波形如图8（a）所示。从图中可以看出低压模块输出基波有效值大于高压模块输出电压基波有效值，因此低压模块的输出功率要大于低压模块的输出功率，总输出电压的傅里叶分析结果如图8（b）所示，谐波主要集中在20 kHz 附近，谐波峰值约为40 V。

图7 载波层叠调制逆变器输出电压实验结果（M=0.4）Fig.7 Experimental results of the output voltage of the inverter under PD PWM strategy（M=0.4）

图8 载波层叠调制逆变器输出电压实验结果（M=0.8）Fig.8 Experimental results of the output voltage of the inverter under PD PWM strategy（M=0.8）

图9和图10为采用混合调制策略下各个单元输出电压波形图。图9（a）为调制度为0.4 时各单元输出电压及总输出电压的波形图。从图中可以看出，低压单元VAC和高压单元VDB输出基波电压有效值相等，因此级联系统各个单元的输出功率是均衡的。输出电压VAB的傅里叶分析结构如图9（b）所示，谐波主要集中在80 kHz 附近，谐波峰值约为25 V。当调制度为0.8 时，如图10 所示，两个单元均为五电平输出，且输出基波有效值相等，输出功率也达到了均衡，此时总输出电压的开关次谐波峰值约为20 V。

图9 混合调制策略逆变器输出电压实验结果（M=0.4）Fig.9 Experimental results of the output voltage of the inverter under hybrid modulation strategy（M=0.4）

图10 混合调制策略逆变器输出电压实验结果（M=0.8）Fig.10 Experimental results of the output voltage of the inverter under hybrid modulation strategy（M=0.8）

通过对比实验结果可得：采用混合调制策略后，高压单元和低压单元输出功率均衡效果较为明显；输出电压谐波峰值所对应的频率相对于载波层叠调制策略有较大提高，有利于减小滤波器的成本和体积。

4 结论

针对NPC-HB 型级联多电平逆变器载波层叠SPWM 调制策略中存在的功率均衡问题，提出一种混合调制策略。以两单元级联九电平逆变器为例，通过软件仿真和实验验证，得到以下结论：

1）提出的混合调制策略可以有效均衡NPC-HB级联型多电平逆变器各单元输出功率，且输出电压波形质量不受影响。

2）混合调制策略可以使各个器件具有相同的开关频率，从而使系统损耗和散热更加均匀，有利于延长功率器件的使用寿命，提高整体系统的稳定性。

3）混合调制策略可以有效提高输出电压的等效开关频率和降低谐波峰值，有利于降低滤波器的成本和体积。