基于单级AC/DC 脉冲激励源的电容式无线输电系统

李克喆，肖文勋

（华南理工大学 电力学院，广州 510000）

近年来，无线电能传输（WPT）领域的进步是显著的，无线电能传输摒弃使用笨重的电力线，借助空间中不可见的软介质（如磁场、电场、激光、微波等），通过无直接电连接的形式，实现了电能从能量发射端到能量接收端的传输，在电动汽车、家用电器、医疗器械等领域具有广阔的应用前景。电容式无线输电（CPT）系统是利用耦合电场传输能量的无线电能传输技术，CPT 系统具有许多优点，例如可以穿过金属进行传导[1]，同时传输功率和数据[2-3]，具有出色的共模抑制[3]，提供电流隔离[4]，并且具有良好的信噪比性能。同时由于耦合极板可以使用金属板和铝箔等常用材料构造，CPT 系统的建造成本非常低廉。

在大多数应用场合中，往往只能直接获取工频交流电，这就需要用电力电子变换器将50/60 Hz 的工频交流电变换为几十kHz～MHz 的高频交流电或直流脉冲，为CPT 系统提供高频激励源。传统的实现方式是将两级变换器级联，首先将工频交流电整流成直流电，再通过逆变器或斩波变换器将直流电变换成高频交流电或直流脉冲，这种方式容易控制输入电流，实现单位功率因数，但会使得变换器级联数增加，系统的整体效率降低。大多数现有的对WPT 系统激励源的研究集中在用于大功率场合的电压型逆变器[5]、电流馈送逆变器[6]，以及用于MHz系统的E 类变换器[7]，和φ2类逆变器[8]。

近年来，AC/AC 变换器也受到了广大研究人员的关注，其通过单级变换器，直接实现了工频交流电到高频交流电的变换。文献[9]则通过变频控制的方式实现AC/AC 变换，并控制所有开关器件工作于软开关状态，减少了开关损耗和电磁干扰；文献[10]提出了一种应用于双向无线电能传输的AC/AC 变换器，实现了1 kW 的功率传输，整机效率达到89.6%。

本文提出了一种新型AC/DC 变换器，可以将工频交流电直接变换成可为CPT 系统供电的高频直流脉冲激励。所提出的变换器仅包括2 个二极管和2 个开关管，使用较少的半导体和无源元件实现了零电压开关和功率因数校正功能。

1 CPT 系统及脉冲激励源工作原理

1.1 系统描述

基于单级AC/DC 脉冲激励源的CPT 系统如图1 所示，包括LC 滤波电路，两开关单级AC/DC 脉冲激励源，电容式无线电能传输机构以及二极管整流桥与负载电阻。该AC/DC 变换器通过共用2 个开关管，集成了无桥图腾柱PFC 电路与半桥电路，发出高频脉冲波为CPT 系统提供高频电源。无桥图腾柱PFC 电路由电感Lb，二极管D1和D2，开关管S1和S2以及直流侧电容Cd组成。后端将开关管S2的漏源级电压作为CPT 系统所需要的高频脉冲激励，Cp1和Cp2为电容耦合极板等效电容，Lp1和Lp2为谐振补偿电感。Co为输出滤波电容，RL为负载电阻，uin为工频交流电，Cf和Lf为工频滤波电容和滤波电感。

图1 基于单级AC/DC 脉冲激励源的CPT 系统拓扑Fig.1 CPT system topology based on single-stage AC/DC pulse excitation source

1.2 工作原理及分析

本文所提出的单级AC/DC 脉冲激励源以工频交流电压作为输入，以开关管S2的漏源极电压作为输出，为便于分析，将输出端脉冲电压命名为uso。所提出CPT 系统的时域运行波形如图2 所示，该CPT系统的简化等效拓扑如图3 所示。

图2 系统在一个开关运行周期内的波形Fig.2 Waveforms of system during one switching operation cycle

图3 CPT 系统等效拓扑Fig.3 Equivalent topology of CPT system

模态1［t0-t1］：二极管D1和开关管S1正向导通，工频交流电通过D1和S1向电感Lb充电，由于开关管频率远大于工频交流电频率，因此可认为在一个开关管的工作周期内输入电压保持不变，流经电感Lb的电流iLb线性增大，如式（1）所示：

同时直流母线电容Cd通过开关管S1对CPT 谐振回路放电，流经开关管S1电流为电感电流iLb与谐振电流iLp之和，即：

模态2［t1-t2］：t=t1时刻，开关管S1关断，升压电感电流iLb与谐振电流iLp同时对开关管S1的体电容CS1充电，而开关管S2的体电容CS2通过谐振电流iLp放电，当电容的电压uS2=0 时，模态2 结束。

模态3［t2-t3］：t=t2时刻，当电容CS2的电压uS2=0 时，开关管S2续流二极管DS2导通，开关管S2导通的驱动信号被触发，但由于二极管DS2的作用，开关管S2并未导通，流过电感Lb的电流持续减小，如式（3）所示：

流过二极管DS2的电流为

当谐振电流iLp在t=t3时刻降低至0 时，模态3结束。

模态4［t3-t4］：t=t3时刻，谐振电流iLp减小至0，并开始下降为负值，开关管S2正向导通，由于续流二极管DS2的钳制作用，开关管S2实现ZVS，电感Lb通过电容Cd和谐振回路继续放电，电感电流iLb继续减小，当iLb减小至0 时刻，模态4 结束。

模态5［t4-t5］：t=t4时刻，电感电流iLb降低至0，流经开关管S2的电流与谐振电流iLp相等，即：

模态6［t5-t6］：t=t5时刻，开关管S2关断，开关管S1的体电容CS1通过谐振电流iLp放电，而开关管S2的体电容CS2通过谐振电流iLp充电。当体电容CS1的电压uS1等于输入电压uac时，模态6 结束。

模态7［t6-t7］：t=t6时刻，电容CS1的电压uS1等于输入电压uac并继续减小，二极管D1导通，电感Lb开始吸收能量，在t=t7时刻，uS1降低至0，模态7结束。

模态8［t7-t8］：t=t7时刻，uS1降低至0，续流二极管DS1导通，开关管S1的导通信号被触发，但由于续流二极管DS1的作用，开关管S1并未导通。电感Lb继续吸收能量，电流iLb线性增大，如式（6）所示：

当谐振电流iLp由负变为0 时，模态8 结束。

t=t8时刻，谐振电流iLp变为0，并继续增大为正值，开关管S1正向导通，系统模态回到模态1，在整个工频电源正半周期，系统将重复上述工作状态。在工频电源的负半周期，工作状态与上述分析类似。

2 单级AC/DC 脉冲激励源的输入功率因数校正方法

为了实现功率因数校正功能，需要在每个开关周期内将电感电流从0 增加到峰值，然后从峰值降低到0。由于系统开关使用恒定占空比，因此需要在固定占空比下将电感电流降低至0。

由于CPT 谐振模块等同于连接到前级单级AC/DC 变换器的负载，为了方便解释PFC 的实现，将后端的CPT 谐振模块简化转换为阻性负载。以工频电源正半周期为例，当开关管S1导通，S2关断时，电感电流和输入工频电压之间的关系为

式中：iLb为电感电流；uLb为电感 电压；Ts为开关周期；D1为电感电流增加至峰值时的占空比；iLbpeak为电感电流的峰值。由式（7）可以得到电感电流峰值表达式为

式中：fs为开关频率。

当开关管S2导通，S1关断时。前端电感电流与输入电压的关系为

式中：D2是电感电流由峰值降低至0 时的占空比。由式（9）可以推得：

由式（8）和式（10）可以得到：

其中：uac=Umsinωt。

由上述等式可知，为保证PFC 功能的实现，则有：

即：

简化公式（13），可以得到：

当D1=0.5 时，uCd＞2Umsinωt，式（14）表明，当直流母线电容电压大于输入工频电压峰值的2 倍时，可以保证PFC 功能的实现，即：

该过程可以理解为，当电感电流上升时，电流变化斜率可以写作：

当电感电流下降时，电流变化斜率可以写作：

为保证PFC 可以实现，应保证K1＜-K2，即式（15）成立。此时电感Lb工作在DCM 模式，利用电感的伏秒平衡关系，可以推导出通过电感Lb的平均电流表达式：

式中：ton为电感电流上升时间；toff为电感电流下降时间。

为确保PFC 模块的正常工作，应调整UCd来减小电感电流，影响UCd大小的其他关系是在工频电压的正半周期内，每个开关信号的平均输入功率为

式中：N=T/2Ts，T 为工频周期。

根据式（8）和式（11），将iLbpeak和D2分别替换入式（19），可以得到：

由于开关周期远小于工频周期，式（20）可以表示为

因此，该变换器的功率因数可以表示为

由式（22）可以看到，在一个开关周期内，系统功率因数只与工频电压峰值对直流母线电压的比值相关。

由于直流母线电容Cd在开关管S1导通，S2关断的状态下向负载提供能量，根据基波分析法，输出功率可以表示为

当假设系统无损耗，效率为1 时，即Pin=Pout，由式（21）和式（23）则可以推导出：

由式（24）可以看到，在负载Re和开关频率fs恒定的情况下，若保证系统实现PFC 功能，需要UCd＞2Um，当D1=0.5 时，电感Lb的最大临界值为

因此，在实际操作中需要应用小于临界值的电感。

另外，为保证变换器开关管工作在ZVS 情况下，应将纯阻性负载看作弱感性阻抗，因此对于上述理论分析，需将式（23）替换为

式中：Z＝Re+jX，，同理适用于对临界电感Lb的分析。

3 CPT 传输特性

补偿结构是CPT 系统的重要组成部分，它起着补偿耦合机构容性无功，构成谐振回路以提高功率因数，提高系统传输效率等重要作用。本文所提出的电容式无线电能传输系统采用串联-串联（SS）补偿结构，是CPT 系统的一种基本补偿结构。对于水平四极板结构，在两对极板水平距离较远时，为简化分析，忽略极板间较小电容的影响，仅考虑耦合极板的等效自电容，其等效模型如图4 所示，其中，USO为脉冲激励方波。

图4 串联-串联补偿结构的CPT 等效模型Fig.4 CPT equivalent model for series-tandem compensation structure

由图4，输入阻抗Zin为

当系统处于谐振状态，且极板等效电容相等，即，Cp1=Cp2=Cp时，系统输入阻抗呈纯阻性，补偿电感满足：

为实现开关管ZVS，输入阻抗为弱感性，补偿电感应略大于完全谐振时的电感值。

4 实验结果与分析

为验证所提变换器的功能，建立了功率为25 W的CPT 系统实验样机，如图5 所示。根据式（21）计算得电感Lb的临界值约为24 μH，取值为22 μH。其它各项参数如表1 所示。

表1 实验参数Tab.1 Experimental parameters

输入电压、输入电流与电感电流的波形如图6所示，输入电压与输入电流波形稳定且相位基本一致，电感电流包络线为正弦，系统功率因数达到0.983，验证了系统的PFC 功能。

图6 系统功率因数校正波形Fig.6 Waveform for power factor correction

开关管S1和S2的驱动电压与漏源极电压的波形如图7 所示，由图可知2 个开关管同时实现了零电压导通，验证了系统的软开关功能。

图7 零电压开关波形Fig.7 Waveform of zero voltage switch

CPT 机构输入脉冲激励电压、输入端电流与接收端的电流波形如图8 所示，电能通过电容耦合极板进行传输，验证了所提出的AC/DC 脉冲激励源变换器在CPT 系统中的有效性。

图8 CPT 系统输入端与接收端波形Fig.8 Waveforms at the input and receiver of CPT system

5 结语

本文提出了一种基于两开关AC/DC 脉冲激励源的电容式无线电能传输系统，与传统转换电路相比，所提出的转换电路具有以下特点：将两级变换集成在一起共用2 个开关管，减少了功率器件的数量；通过实现功率开关管的ZVS 降低了开关损耗；系统通过PFC 环节可以实现高功率因数。本文介绍了电路工作原理与设计过程，对功率因数校正环节的实现进行了详细分析。最后设计实验样机，验证了所提出的变换器在电容式无线电能传输系统中应用的可行性和有效性。