一种基于开关电源的过流保护电路

李佳成, 赵宏亮, 卢雪梅

(辽宁大学 物理学院,辽宁 沈阳 110036)

0 引 言

随着电子信息技术的不断发展,电子产品越来越趋于轻型化和小型化,因此高性能的电源管理芯片在市场上占据越来越重要的地位。开关电源芯片作为一种高效率、体积小、质量轻、精度高的电源芯片在电子、通信、航天、军事等领域被广泛应用[1],其中大功率MOSFET开关管因其出色的高频开关特性和低的导通阻抗而被广泛应用,但其又存在过载承受能力较弱的问题,过大的电流可能会对器件造成永久性的损伤,降低芯片的安全性和可靠性[2]。因此,如何设计出可靠而合理的过流保护电路尤为重要,它必须具有较快的响应速度且不受电源电压和温度的影响[3-4]。

传统过流保护电路在系统过流时,会将过流信号反馈给控制电路来关断功率管,以限制住电感电流峰值的方式来达到限流的目的[5]。通常过流保护电路电流采样的方式有2种:一种利用串联电阻采样;另一种利用功率管自身的导通阻抗来采样[6]。文献[1]利用一个采样电阻与开关管串联,通过调整电阻与开关管导通阻抗的系数进行匹配来精确限流阈值,然而但是由于开关管的导通阻抗与电阻受工艺与温度的变化趋势不同,其只能在某一条件下精确匹配;文献[7]利用功率管自身的导通阻抗采样,基于理想的正负温度系数的假设条件下,得到了不受电源与温度影响的理论限流阈值公式,然而由于实际器件的温度系数与理想情况的差距以及沟道调制效应的影响,实际电路中达到精确度并不高。

针对上述问题,本文基于谷值限流的方式设计了一种新颖的采样比较方式。该方式电路结构简单、响应速度快、精确度高,适用于电流模式控制的开关电源芯片。

1 电路整体结构和基本原理

电路的整体结构如图1所示。

图1 电路整体结构图

该结构由采样电路、比较器和控制逻辑3部分组成。M1为功率开关管,M2为整流开关管,当M2管打开时与比较器开始工作。基于电流模式控制方法[8],时钟信号CLK上升沿来临时,控制逻辑产生窄脉冲信号clk_initial控制M1管打开,同时 M2管关闭,电感电流上升。下一阶段,M1管关闭,M2管打开,电感电流开始下降。当芯片处于正常工作状态时,在每一个CLK上升沿来临时,系统不断重复上一周期的动作。当芯片过流时,电感电流高于过流阈值,比较器输出的过流信号OCP变高,控制逻辑屏蔽clk_initial信号,使下一周期在CLK上升沿来临时M1管不能开启,保持电流继续下降。直到某一周期的CLK上升沿来临时电感电流谷值低于过流阈值,比较器的输出翻转,不再屏蔽clk_initial信号,M1管才能再次开启,重复周期动作。

由图1可得:

VL=VSW-Vout

(1)

结合电感方程和Buck电路占空比方程

(2)

(3)

其中:VL为电感两端电压;ΔI为电感电流的变化量。在M1管打开的电流上升阶段,VSW与电源短接,Vout值由反馈电阻决定,ΔT为功率开关管的导通时间Ton,其由占空比D决定。在某一工作状况下均为定值。因此,ΔI保持不变,当电感电流的谷值被限制住时,负载电流也被限制住。

2 关键单元电路设计

2.1 采样电路

本文的电流采样电路如图2所示。在M2管导通时,电流IL是从地流向SW点,得到的VSW为一个负电压,其大小为电感电流大小的直接反映。通过将一个固定的偏置电流Ibias经过匹配管Mmatch流向SW点,在VSW的负电压基础上叠加一个正电压来消除导通阻抗的影响。

图2 采样电路

由图2可得:

VSW=-ILRon-M2

(4)

VA=VSW+Ibiask1Ron-M2

(5)

VB=0

(6)

其中:Ron-M2为M2管的导通阻抗;M2与Mmatch是匹配管,即Mmatch管的导通阻抗为k1Ron-M2,k1为比例系数。当电路正常工作时,IL的值比较小,VSW的值经过正电压叠加后,使VA>VB,比较器输出的OCP信号为低电平;当电路过流时,IL的值变大,VSW负值更小,使VA

联立式(4)～(6),当VA=VB时得过流阈值为:

Ith=k1Ibias

(7)

由式(7)可知,过流阈值Ith为一个与电源电压和温度无关的值。

2.2 比较器

基于采样电路的结构,采用以电流源为负载的共源共栅结构为基础设计比较器,电路的具体结构如图3所示。M3～M10为比较级,流过M3～M6与M7～M10的电流均为偏置电流Ibias,同时作为采样电路中流入SW点的电流。电感电流越大,A处的电压越低,M5和M6的栅极电压越低。当A处电压低于B处电压时,由于电流镜像的作用,流过M9和M10的电流会低于流过M7和M8的电流,使输出点电压被拉高,经过输出级M13～M15与反相器输出OCP高电平信号。由于功率管的尺寸通常很大,增加M16～M19的共源共栅结构来镜像一路电流aIbias来调节过流阈值以降低比例系数,a为电流镜并联数。

图3 比较器电路

由图2、图3可知,在理论结构上增加了MSW1和MSW2管,这是由于M1和M2处于不断开关的状态,VSW的跳变非常大,严重影响比较器的反应速度。因此加入MSW1和MSW2管作为开关,在M2管关断时,断开A点与SW点的通路,通过M11和M12管使A、B两点电压总是保持在相同水平以提高响应速度。注意到MSW1和MSW2管串联在采样回路中,因此M2、Mmatch、MSW1、MSW2均应设计为匹配管,同时式(5)～(7)修正为:

VA=VSW+(a+1)Ibiask1Ron-M2

(8)

VB=Ibiask2Ron-M2

(9)

Ith=(a+1)Ibiask1+aIbiask2

(10)

其中,k2为比例系数。

2.3 控制逻辑

控制逻辑电路如图4所示,电路由触发器与简单的逻辑门电路构成。在系统处于正常工作状态时,OCP信号为低电平,OCP信号不会影响与非门的输出结果。功率开关管M1的开启完全由LSDR信号控制。在系统处于过流状态时,OCP信号为高电平,无论LSDR信号是什么,当CLK的上升沿来临时,clk-initial信号会被屏蔽,使M1管不能开启。

图4 控制逻辑电路

3 电路仿真结果及分析

基于0.18 μm 的BCD(bipolar-CMOS-DMOS)工艺在Spectre环境下进行电路仿真,仿真参数见表1所列,将仿真参数代入式(10)中得到过流阈值为7.348 A。

表1 过流保护电路的仿真参数

在3～6 V的电源电压和-55～125 ℃的温度范围内分别设置5步进行仿真,结果见表2所列。电压在+50～-50 mV的阶跃信号下仿真比较器的响应速度,仿真曲线如图5所示。本文与其他文献的过流保护电路的性能参数见表3所列。

表2 不同电源电压和温度时的过流阈值 单位:A

由表2可知,在不同电源电压与温度的条件下,过流阈值的最大误差为3.5%,过流阈值受电源和温度变化的影响很小,电路的稳定性和可靠性高。由图5可知,比较器的传输延时只有28 ns。由表3可知,在相似条件下,本文的过流保护电路准确度更高,对响应速度有明显提升,电路的综合性能更优。

图5 比较器延时仿真波形

表3 本文与其他文献的参数性能比较

将该过流保护电路应用到一个完整的DC-DC开关电源芯片中,在过流条件下得到的仿真结果如图6所示。

从图6可以看出,当负载电流超出阈值时,产生OCP信号将clk-initial信号屏蔽,电感电流扩频,谷值被限制住。

图6 过流保护电路整体仿真

4 结 论

本文设计了一种适用于电流模式开关电源的过流保护电路,基于谷值限流提出了一种新型的采样和匹配方式。本文对电路的整体结构和工作原理进行了阐述和理论推导,并在Spectre环境下进行仿真验证。仿真结果表明,过流阈值受电源电压和温度变化的最大偏差仅为3.5%,限流精确度高,同时在响应速度上也有很大的改善,传输延时仅为28 ns。