一种宽带无源双平衡倍频器MMIC的设计

郝志娟，白银超，颜廷臣，王春燕

（1.中国电子科技集团公司 第十三研究所，河北 石家庄 050051；2.河北轨道运输职业技术学院，河北 石家庄 050051）

0 引 言

随着微波技术的发展，微波倍频器广泛用于通信、雷达等微波系统，是微波与毫米波通信领域中非常重要的电路之一。

高频信号源可以通过2 种方式产生，一是直接使用高频振荡器产生，二是对低频振荡器的输出频率进行倍频获得。高频振荡器一般很难达到理想的相位噪声，因此在实际应用中为了得到高性能且稳定的高频微波信号，通常采用低频振荡器和倍频器的组合实现[1-4］。无源倍频器通常利用肖特基二极管的非线性特性实现信号的频率变换。

文章设计的11 ～21 GHz 无源倍频器单片微波集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuits，MMIC)，主要采用双平衡方式，基于0.15 μm GaAs赝调制掺杂异质结场效应晶体管（Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor，PHEMT）工艺平台，设计加工并流片。利用超宽带巴伦实现倍频器的宽带宽，通过相位相消技术，使信号的偶次谐波输出，奇次谐波抑制，再经过输出端巴伦合成所需的二次谐波信号，抑制更高次的偶次谐波，提高信号的频谱纯度。芯片中集成了放大器，当输入功率为0 dBm，在整个工作频段内，输出功率均大于3 dBm，基波抑制度优于37 dB，三次谐波抑制度优于26 dB。该结构的倍频电路可应用于多功能电路的一体化设计，改善系统性能，提升系统集成度。

1 双平衡倍频器的设计

1.1 双平衡倍频器的原理

双平衡倍频器的结构如图1 所示，主要包括4个肖特基二极管、输入端巴伦以及输出端巴伦[5,6]。

图1 双平衡倍频器原理

正弦信号通过4 个肖特基二极管构成了全波整流。电流在前半周时，使二极管D3、D2 正向偏置，使D1、D4 反向偏置，在后半周时则完全相反。单个二极管上的电流为

式中：is为反向饱和电流；v为二极管结两端电压；α=q/ηkT，q为电子电荷，η为理想因子，k为玻尔兹曼常数，T为绝对温度。

输入端的总电流为

输出总电流为

式（3）和式（4）中，In(αv)是n阶第二类修正贝塞尔函数，可以看出：输出端则只有直流和偶次谐波分量，可以有效分离出偶次谐波，在不需额外加滤波器的情况下得到需要的偶次谐波[7,8]。

1.2 文章的倍频器结构

文章采用的双平衡倍频器结构在图1 结构的基础上，加入了一个放大器，如图2 所示。

国外，人们在上个世纪就开始认识到汽车车内空气污染问题的严重性，各国纷纷制定相关政策法规加以约束。德国是最早关注车内污染并颁布相关法规政策的国家。美国在上世纪八九十年代曾连续出现多起因车内空气污染致人死伤事件，因此美国把室内和车内空气污染作为人类健康的五大危害之一。中国室内装饰协会空气监测中心曾经对200多辆汽车进行了车内空气检测实验，其中90%的汽车都存在甲醛或者苯含量超标，多数超标都在五六倍，实验显示越是新车车内空气污染超标越多。

图2 加入放大器的双平衡倍频器原理

图中：A1 为内部集成的放大器，工作频率覆盖11 ～21 GHz，增益大于15 dB，输出功率大于13 dBm，电流为45 mA。

由于放大器的非线性，输入信号经放大器A1 后产生f0的各次谐波，在②处的信号中含有频率为f0，2f0，3f0，…等谐波信号。这些信号经过Balun1 后产生2 路等幅反相的信号，即在③和④处的信号，频率为f0，3f0，5f0，…，（2n+1）f0的奇次谐波信号幅度相同，相位相差180°；而频率为2f0，4f0，…，2nf0的偶次谐波信号幅度相同，相位相同。

经过二极管堆的非线性变换后，在⑤和⑥处的信号，频率为f0，3f0，5f0，…，（2n+1）f0的奇次谐波信号幅度相同，相位相同；而频率为2f0，4f0，…，2nf0的偶次谐波信号幅度相同，相位差180°。

经过输出端的Balun2 后，幅度相同、相位相差180°的信号将被合成；幅度相同、相位相同的信号将被抵消。因此在输出端，偶次谐波信号被合成；奇次谐波信号被抵消。最终优化了Balun2 的带宽，有效抑制更高次谐波，得到所需的二次谐波信号。

文章所采用的结构优点在于利用相位相消，合成所需的谐波信号，而将不用的谐波信号进行抵消。

1.3 螺旋形Marchand 巴伦

文章难点主要是宽带宽巴伦的设计。由于输入/输出频率带宽较宽，幅相平衡性良好的宽带宽巴伦对倍频器的性能提升至关重要。

常用的无源巴伦有变压器巴伦、平行线巴伦以及Marchand 巴伦[9,10］。文章采用Marchand 巴伦，该巴伦可实现较宽的工作带宽，电路尺寸和插入损耗较小。螺旋形Marchand 巴伦的基本结构如图3 所示。

图3 螺旋形Marchand 巴伦

1.4 肖特基二极管

肖特基二极管的特性主要由栅指和栅宽决定，栅指越多，栅宽越大，二极管的内阻越小，功率密度越大，倍频器的插损越小，但会产生较大的寄生电容。因此，在毫米波频段，为减少寄生效应，通常会选择栅指和栅宽较小的二极管。本文倍频器采用2 µm×15 µm 的肖特基二极管结构。

2 倍频器的仿真设计及测试结果

2.1 倍频器的仿真设计

基于设计思路和方法，文章采用0.15 μm 的GaAs pHEMT 成熟工艺，设计并流片一款工作于11 ～21 GHz 宽带的无源倍频器芯片。使用电磁仿真软件的谐波平衡仿真控件，对倍频电路的原理图和版图进行优化仿真设计，仿真原理如图4 所示。

图4 倍频电路仿真原理

最终的版图仿真曲线如图5 所示，在11 ～21 GHz 频率，输入功率为0 dBm 时，二次谐波输出功率大于5 dBm，基波抑制度大于35 dB，三次谐波抑制度大于25 dB，电路的静态电流为45 mA，设计指标满足要求。

图5 倍频器芯片的仿真曲线

2.2 倍频器的实物展示及测试结果

文章的宽带倍频器输入信号频率为11 ～21 GHz，芯片的显微照片如图6 所示。

图6 双平衡倍频器芯片显微照片

电路经过工艺加工流片后，采用矢量网络分析仪在探针台对倍频器芯片进行了在片测试。倍频器芯片的实测曲线如图7 所示。在整个工作频段内，当输入功率为0 dBm 时，二次谐波输出功率大于5 dBm，输出功率平坦度小于2.5 dB，基波抑制度可达37 dB以上，三次谐波抑制度可达26 dB 以上。

图7 倍频器芯片的测试曲线

将仿真曲线与实测曲线对比，发现实测的二次谐波输出功率在高端比仿真值高2 dB，主要是由于倍频前放大器的管子模型，实测比仿真增益曲线向高端偏移。基波抑制度的仿真和实测曲线变化趋势基本一致；三次谐波抑制度实测曲线与仿真曲线的最差值一致，均为25 dB 以上，但曲线的趋势不一致，后续考虑对该指标进行拟合，并对电路进行优化改版设计。

3 结 论

基于GaAs pHEMT 工艺平台，采用pHEMT 工艺的肖特基二极管，设计了一款11 ～21 GHz 宽带双平衡倍频器芯片。测试结果表明，该芯片在整个工作频段范围内，二次谐波输出功率大于3 dBm，基波抑制度可达37 dB 以上，三次谐波抑制度可达26 dB 以上，可以满足宽带组件的使用要求。