一种多带非相干光子太赫兹通信系统中的SSBI抑制技术*

雷明政，方苗苗,2，朱敏,2**，蔡沅成,2，张教,2，华炳昌，田亮

（1.网络通信与安全紫金山实验室，江苏 南京 211111；2.东南大学移动通信国家重点实验室，江苏 南京 210096）

0 引言

随着5G“万物互联”的快速发展，“万物智联”的6G 移动通信网络发展潮流来势汹汹，预计智能交通、智能工厂等新兴产业的不断兴起和蓬勃发展，势必会带来网络数据的指数级增长，通信带宽、容量及接入需求将会急剧增长[1]。有研究表明，6G 将要提供较于5G 的100 倍的接入访问速度和1 000 倍的容量。在支持数据爆炸性增长的带宽容量和速率需求上，太赫兹通信凭借更多的频谱资源，有着广泛的应用前景。而且，由于太赫兹波段特性，太赫兹系统更易于小型化集成和部署[2]。

传统太赫兹通信系统采用纯电子技术实现，由于电子器件发展限制等原因，全电子太赫兹通信系统存在信号频率和带宽受限、室内部署困难等电子瓶颈问题[3-4]。为另辟新径继续提升通信性能，光子辅助太赫兹通信系统开始成为人们的研究热点；其关键的光学外差信号产生技术展现了信号频率可灵活调谐、结构简单、低成本等优越特性，且由于光纤的低传输损耗及非视距传播，延长了无线通信的距离，便利了室内部署，有着广阔的前景[5-6]。

在光子太赫兹通信系统中，通过光本振进行外差上变频可以提高光电转换灵敏度，且增强与PON（Passive Optical Networks，无源光网络）的兼容性[7]；但另一方面也会由于采用自由运行的激光器，不可避免地面临高相位噪声的危害，这也是商业落实光子太赫兹通信的一大难题[8]。采用OFC（Optical Frequency Comb，光频梳）代替自由运行激光器的方法，虽能根本上避免相位噪声问题，但OFC 对结构工艺设计的极高要求，也急剧增加了发射机的复杂性和系统实现难度[9-10]。低成本、可灵活调谐的自由运行激光器显然占据了独特的系统实现优势，受到光子太赫兹通信系统设计的欢迎[11]。

在太赫兹信号接收端，根据信号检测方式的不同，分为相干接收和非相干接收。相干接收系统由于固定采用相干混频进行下变频，太赫兹本地振荡器必不可少，结构较为复杂；而且，由于光子太赫兹发射端激光器线宽和频偏的影响，产生的太赫兹信号会引入附加的严重相位噪声，使接收端DSP（Digital Signal Processing，数字信号处理）解调变得更加繁琐[12-13]。而非相干接收系统，通过接收信号的自混频方式实现信号下变频，减少了太赫兹本地振荡器等器件需求，系统结构得以简化；同时，自混频大大减少了光外差拍频产生的相位噪声，降低了信号恢复的DSP复杂性和成本，比相干探测系统更具发展潜力[14]。但是，非相干包络检测也带来一个关键的问题—SSBI（Signal-Signal Beat Interference，信号-信号拍频串扰）。

从消除非相干太赫兹包络检波引入的SSBI 的角度来说，对接收的信号在数字域进行均衡和非相干包络检测是两种行之有效的办法。前者通过采用Volterra 算法或KK 算法虽能很好地恢复信号，得到不错的通信性能，但由于UE（User Equipment，用户端）DSP 解调处理流程繁琐、功耗高、系统实现较为复杂，难以实现低成本大规模部署[15-18]。

结合上述分析，结合未来点对多点通信需求，并针对SSBI 问题，本文提出了一种多带非相干光子太赫兹通信系统（本文的非相干是针对接收端来说）。通过采用FDM（Frequency-Division Multiplexing，频分复用）方式进行多副载波自适应调制，增大信息容量，实现点对多点的通信资源调度分配，以适用于多类终端用户场景。此外，通过光域自适应滤波，抑制非相干包络检波时多带之间的SSBI，实现每个节点目标信号的低算法复杂度和低功耗接收，有利于太赫兹接收终端的大规模部署。

1 多带非相干太赫兹通信系统关键技术

本文提出的太赫兹通信系统在发射端采用了结构简单的光外差上变频，在接收端采用了对发射端激光器相位噪声不敏感的非相干包络检波。以往报道的包络检波太赫兹通信系统，大多仅采用单一的调制信号格式[19-27]。虽实现了良好性能的点对点通信，但应用场景单一，并不能满足未来网络通信的多场景发展要求。本文采用了一种多带自适应调制机制，既迎合了集中分布式的未来多样化终端发展需求，实现点对多点的范围覆盖，又提升了频谱资源的利用效率，增大系统容量，节约软硬件资源。此外，针对点对多点太赫兹包络检波，本文提出了一种光域自适应SSB 滤波机理，抑制多带之间的SSBI，简化了DSP 信号解调流程，大大降低了系统功耗和复杂度，更利于技术的商业化落实和普及。

1.1 点对多点太赫兹通信技术

随着通信技术的发展，各用户场景的智能移动终端设备数量及数据需求趋于多样化，特别是当下多媒体通过直播进行信息实时传播方式的兴起，在充分利用频谱资源且满足多用户场景的通信容量需求方面，实现点对多点的信号自适应调制通信技术的发展成为当务之急。

本文通过采用FDM 方式实现点对多点的通信资源调度分配，以适用于多类终端用户场景。但是，由于光纤色散影响，在基于包络检波的多带光子太赫兹系统中，包络检波下变频后所得频率越高的信号频带受光纤色散的影响越大，这限制了多带太赫兹信号的传输距离及不同频带可接受的调制阶数[28-30]。对于包络检波下变频后所得频率越低的频带，可应用越高的数据密度，采用更高阶调制格式，这些信号所占据的频段被称作通信系统的“强”通道；与之相反，所得频率越高的频带，可采用的调制阶数越低，这些信号所占据的频段称作为“弱”通道。如果所有信号频段采用统一的调制格式，则不同频带必须一致采用可接受的最小阶调制，“强”通道不能极致发挥其容量优势，整个系统的容量受最“弱”通道的限制，严重拉低了其他较强信号通道的宝贵频谱利用效率。由此，根据用户需求以及每个信号频带的通道响应情况，自适应调整各频带的通信调制阶数。由低到高的数据密度（低阶调制信号到高阶调制信号）对应应用于信噪比由弱到强的通道，提高下行通道的数据容量和频谱效率，同时亦实现了太赫兹点对多点的覆盖通信。

图1 展示了一种自适应点对多点太赫兹通信的多用户应用场景。由信号发射中心发射多带中频通信信号，进入光纤进行分布式传输；结合系统传输响应，并针对多种不同的用户场景所需的目标信号进行相应地光域信号处理，然后在远端天线单元通过外差上变频将多带中频信号上变频至不同的太赫兹频段，最后在用户端对接收到的太赫兹信号进行包络检波处理及目标信号的数据解调。根据目标需求，对不同的信号频带可自适应地分配不同的调制格式。终端设备数量较多、数据需求大的用户场景需要高阶的调制格式，而随着数据密度需求的降低，调制信号阶数要求随之递减。如：对于大型体育馆，人员基数大，实时直播需求高，移动通信终端设备多，网上冲浪活跃度高，分配64QAM乃至更高阶的信号；对于学生平板跟学的智慧教室、学校等用户，全天所需网络数据量较高且设备较密集，可分配16QAM 信号或者更高阶信号；对于活动放松的休闲公园，人少且极少上网，数据需求低且设备分散，分配4QAM 信号。采用这种自适应调制并对应多种用户场景的系统结构，多带太赫兹通信系统可以用更少的软硬件资源增大系统传输容量，增强通信性能鲁棒性，提升动态网络灵活性。

图1 自适应点对多点太赫兹通信应用场景示例

1.2 SSBI抑制技术

ED（Envelope Detector，包络检波器）是非相干探测系统中用于进行太赫兹信号下变频的常用电器件，由非线性器件和LPF（Low-Pass Filter，低通滤波器）组成，其中非线性器件实现信号相乘，完成信号的频谱搬移，再通过LPF 滤除非线性器件输出的高频分量，整体作用相当于一个输出为LPF 的平方律检波器[14]。通常SSBI项将与目标信号有极大的频谱重叠，严重影响接收信号的质量，且决定了较高的DSP 解调复杂度。

设置保护间隔是已有工作中最常见的消除SSBI 的方法，但效果的好坏与频谱资源的利用恰成反比，想要更好地消除SSBI，就必须设置更大的保护间隔，造成频谱资源的浪费，故仅通过大保护间隔消除SSBI 在频谱资源紧张的当下并不可取；而通过接收端DSP 算法设计，利用KK 或Volterra 等非线性算法消除SSBI，则会导致接收端DSP 复杂性和功耗飙升。本系统采用一种设置较小保护间隔与SSB 自适应光滤波相结合的方法抑制多带太赫兹系统中的SSBI。CO（Central Office，中央单元）的DSP 模块产生单边带的虚载波和多带中频信号，并对虚载波与相邻的信号频带之间，以及频带相互之间插入合适的保护间隔；DSP 产生的数字信号经过D/A（Digital-to-Analog Conversion，数模转换）后通过电光映射后转换成SSB 光信号，并送入光纤传输到RAU（Radio Access Unit，射频接入单元）；在每个RAU 应用一个光SSB 滤波器来自适应筛选信号的光谱范围，将目标频带信号自适应保持在接收频谱范围内的最外侧位置，并通过光外差上变频产生太赫兹信号；在用户接收端，经过无线传输的太赫兹信号通过ED 下变频至中频频率，再经过A/D（模数转换，Analog-to-Digital Conversion）转换后进行DSP 离线处理。其中，经过ED 平方律探测后，引入的SSBI 将从直流项分布到目标信号频带附近的频率，对接收信号的质量影响较小，也简化了后续的DSP 处理。

为了更能直观明了地理解，以S1、S2为目标信号，结合图示及公式进行简要说明。以接收单边带频分复用双副载波太赫兹信号为例，对应的平方率包络检测公式如下：

C表示接收太赫兹信号的电虚载波，S1和S2分别表示距离电虚载波由近及远的频带信号1 和频带信号2，|•|2表示平方律检测算子，表示信号的共轭，表示信号实部。从公式推导最后结果来看，每项依次为直流项、频带信号1 自身拍频干扰（SSBI1）、频带信号2 自身拍频干扰（SSBI2）、频带信号1 和2 相互间拍频干扰（SSBI3）以及两个目标的期望信号。直流项一般可以通过电路的直流模块或者DSP 轻松去除。

从式(1)及图2 可以看到，SSBI3 与目标信号1 在频域重叠，严重影响信号1 的性能；但是目标信号2 不受SSBI 影响。当用光SSB 带通滤波器自适应地以目标信号S1为通带最右侧的频带信号，接收到的太赫兹信号进入ED 进行信号下变频时，如式(2)所示：

图2 目标信号S1和S2的SSBI抑制机理

结合式(2)及图2 可以看到，经过光SSB 带通滤波器，并设置合适的保护间隔后，完美消除了SSBI3 对目标信号1 的影响，因而，可通过简单的离线DSP 解调即可良好地恢复出目标信号S1。当以S2,S3,....,Sn为目标信号时，亦可采用保护间隔结合自适应光SSB 滤波技术消除SSBI，提升通信性能并降低接收端DSP 复杂性。

2 多带非相干光子太赫兹通信实验验证及结果

图3 是本文所提出的多带非相干光子太赫兹通信系统的实验装置。该系统主要分为三个模块：CO、RAU 和UE。CO 产生自适应调制SSB 光信号，实现电信号到光信号的线性映射，并将光信号送入单模光纤；RAU 接收光纤传输的信号，进行自适应光滤波，并实现光信号到太赫兹的转换和无线发射；UE 接收太赫兹无线信号，进行包络检波，最后实现离线DSP 解调。

图3 多带非相干光子太赫兹通信实验系统架构

2.1 实验装置

在CO，通过DSP 在数字域产生了一个虚载波，并使用FDM 方式，距离虚载波由近及远产生了三个频带的单边带中频信号。根据系统的传输响应，三个中频信号分别设置为5.75 G Buad 的64QAM、16QAM 和4QAM；虚载波与相邻频带之间的保护间隔为6.35 GHz，频带与频带之间的保护间隔分为1.5 GHz 和2.5 GHz 两种情况；产生的数字信号通过AWG（Arbitrary Waveform Generator，任意波形发生器）以92 GSa/s 的采样率上采样完成D/A，生成一个由电虚载波和三频带中频信号组合的模拟信号，并驱动IQ 调制器调制来自可调谐ECL1（External Cavity Laser，外腔激光器）的发射功率为14.5 dBm 的193.5 THz 光载波；经过载波抑制SSB 调制，电信号线性映射为单边带光信号，并经过EDFA1（Erbium-doped fiber amplifiers，掺铒光纤放大器）放大，用于补偿电光调制的损耗。值得注意的是，在放大之前，使用了PC1（Polarization Controller，偏振控制器）进行光偏振态对准，以最大化EDFA1（Erbium-doped fiber amplifiers，掺饵光纤放大器）的放大效率。

经过EDFA1 放大的单边带光信号随后经过20 km SMF（单模光纤，Single-Mode Fiber）传输至RAU；考虑到SMF 的非线性效应，EDFA1 的输出功率固定在5 dBm。在RAU，接收到的光信号注入输出功率固定在6 dBm 的EDFA2，以补偿SMF 的传输损耗。随后采用TOF（Tunable Optical Filter，可调谐光滤波器），以4QAM、16QAM、64QAM 分别作为目标信号，并根据目标信号中心频率、带宽及保护间隔，合理设置TOF 的中心波长及3 dB 通带带宽，使调制后信号的光载波和目标信号频带分别位于TOF 的通带内两侧，来模拟自适应光滤波，为太赫兹接收端包络检波实现SSBI 的抑制提前做好准备。需要指出的是，SSBI 的抑制与发射波形的调制阶数无关，只与发射波形的频率、带宽和保护间隔有关；而且，TOF 的滚降系数越大，SSBI 抑制更加理想，信号频带排列可以更紧凑，频谱效率更高。由于实验设备有限，实验时这里先后对这三种调制格式分别进行了信号滤波处理，以模拟点对多点传输。在频带保护间隔为2.5 GHz 条件下，依次以4QAM、16QAM、64QAM 作为目标信号，通过调谐TOF 的中心波长和3 dB 带宽，使光载波和目标信号频带分别位于TOF 的通带内两侧，对应的滤波效果如图4（a）所示。ECL2 产生功率为10 dBm 的193.790 THz光波，作为光本振信号，用于实现光外差太赫兹上变频。光本振经过PC2 进行偏振态调谐后，直接与滤波后的SSB 光信号通过3 dB OC（Optical Coupler，光耦合器）进行耦合。图4（b）展示了目标信号为64QAM 的耦合信号光谱。各耦合信号分别顺序进入EDFA3 进行整体功率补偿，并通过VOA（Variable Optical Attenuator，可调谐光衰减器）来测试下行通信的光纤链路功率裕度，并用以判断接收光功率对通信性能的影响。VOA 输出的光信号进入UTC-PD（Uni-Travelling-Carrier Photodiode，单行载流子光电探测器）进行光本振与SSB 光信号间的外差拍频，完成CO 所发射中频信号的上变频，产生中心频率约为290 GHz 的多带无线信号。实验中，发射天线和接收天线均采用增益为26 dBi 的喇叭天线。实验分为天线B2B（Back-to-Back，背靠背）和2 m 无线距离两种情况。

图4 不同节点的信号光谱图

2.2 实验结果

实验中，在B2B 情况下测试了信号之间的频带保护间隔对通信性能的影响。在测试中，通过调节VOA，分别测试了RAU 中ROP（Received Optical Power，接收光功率）变化对不同频段太赫兹信号性能的影响。通信性能采用20% SD-FEC（Soft Decision-Forward Error Correction，软判决-前向纠错）阈值2×10-3和7% HDFEC（Hard Decision-FEC，硬判决-前向纠错)阈值3.8×10-3作为通信性能指标BER 的衡量标准。另外，在上述测试基础上，继续验证了在2.5 GHz 频带保护间隔下，2 m 无线传输损耗对通信性能的影响。对所有的实验测试，UTC-PD 的最大输入光功率被限制为12 dBm，以免光功率过高损坏器件。实验具体结果具体分析如下。

（1）SSBI 抑制

在背靠背无线接收端，接收到的太赫兹无线信号通过ED 实现信号下变频，生成带有SSBI 的中频信号。在2.5 GHz频带保护间隔条件下，分别以4QAM、16QAM、64QAM为目标信号的接收频谱如图5 所示。由于所使用光滤波器的滚降系数有限，考虑实际传输响应，对目标信号边带进行自适应光滤波时，保留了部分外侧相邻边带，以减少光滤波对目标信号的损伤。包络检波后的信号再被送入LNA（Low Noise Amplifier，低噪声放大器），补偿光-太赫兹转换以及太赫兹传输损耗，并用实时示波器以128 GSa/s 的采样速率进行信号的数字化处理和采集。由于包络检波的非相干太赫兹检测方式对外差拍频的两束激光器的相位噪声不敏感，所以解调过程无需使用频偏估计和载波相位恢复等均衡过程。从图5 可以看到，光自适应滤波前，SSBI 与目标信号频谱严重混叠，目标信号64QAM 和16QAM 与其频带内的SSBI 功率比分别为5.52 dB 和10.65 dB，SSBI 将严重影响目标信号的通信质量。光自适应滤波后，SSBI 位于目标信号频谱的左侧，目标信号64QAM 和16QAM 与其频带内的SSBI 功率比分别降为21.38 dB 和22.34 dB，SSBI 对目标信号的通信质量影响较小。为了进一步衡量自适应光滤波对SSBI 的抑制效果，给出了自适应光滤波前后目标信号64QAM和16QAM 的星座图及其对应的误码率，如图6 所示。光自适应滤波前，目标信号64QAM 和16QAM 的星座点呈现出混沌状态，误码率分别为4.52×10-2和3.39×10-2。若要进一步提升系统的性能，则需要使用Volterra 或KK等SSBI 抑制算法。光自适应滤波后，目标信号64QAM和16QAM 的星座点清晰可见，误码率分别降至3.17×10-3和3.28×10-4。因而，不再需要采用SSBI 抑制算法，这也使得接收端的DSP 变得更加简单，功耗更低。

图5 包络检波输出目标信号4QAM、16QAM、64QAM对应频谱

图6 目标信号16QAM和64QAM的SSBI抑制前后星座图及BER对比

（2）1.5 GHz 和2.5 GHz 信号频带保护间隔多带太赫兹传输

图7 左侧展示了在B2B 条件下，分别采用1.5 GHz 和2.5 GHz 信号频带保护间隔，4QAM、16QAM、64QAM 三个目标信号的通信性能。测试中，ROP 从6 dBm 以1 dB 为步长逐渐增加到12 dBm。如图可见，当频带保护间隔分别为1.5 GHz 和2.5 GHz 时，接收信号BER 均随ROP 的递增而降低，即在正常接收光功率范围内，随着ROP 增大可以提升太赫兹信号的传送质量；而且，相同频带的目标信号在保护间隔为2.5 GHz 的BER 整体低于1.5 GHz 时的BER，这是因为保护间隔的增加为自适应光SSB滤波提供了更宽的裕度，减少了光滤波对目标信号的损伤。当ROP 大于等于9 dBm时，所有解调信号BER 全部低于2×10-2的SD-FEC 阈值，且ROP 在12 dBm 左右，都可达到3.8×10-3的HD-FEC 阈值；其中，QAM4、QAM16 的误码率均远低于HD-FEC，整体通信性能良好。这里还发现，频带间隔为2.5 GHz 的三种调制信号的BER 曲线，在ROP 较小时高阶QAM 信号的BER较小，这是由于高阶QAM 信号频带距离虚载波近，相干性好，且器件在低频时传输响应更好，这也是可以利用信号自适应调制、提升通信容量和频谱利用率的关键。但是，低阶QAM 信号BER 曲线的整体改善速率明显优于高阶QAM信号，当ROP 大于等于8 dBm 时，BER 由大到小分别对应高阶到低阶QAM 信号。这是由于低阶QAM 信号欧式距离本身较大，增大ROP 可以大幅改善信噪比，降低BER；高阶QAM 欧氏距离本身较小，增大ROP 虽然可以改善信噪比，提升通信性能，但存在阈值；频带保护间隔1.5 GHz 的BER 曲线变化亦如是。图7 右侧展示了在两种频带保护间隔距离下，最小BER（ROP 为12 dBm）所对应的各信号解调星座图。可以看到，QAM4、QAM16 信号星座点聚拢；QAM64 在频带保护间隔1.5 GHz 时星座点与2.5 GHz 时比较发散，但BER 均在HD-FEC 附近，通信性能良好，系统的总传输速率达69 Gbit/s。通过使用更优性能的光滤波器，或者使用预均衡技术抵消光滤波对目标信号的损伤，可以实现更优的太赫兹通信性能，进一步减小频带之间的保护间隔。

图7 信号频带间隔1.5 GHz和2.5 GHz对应的BER曲线（左侧）和对应各信号最小BER解调星座图（右侧）

（3）B2B 和2 m 太赫兹无线传输

图8 左侧展示了在信号频带保护间隔为2.5 GHz 条件下，4QAM、16QAM、64QAM 三个目标信号的通信性能。测试中，ROP 从6 dBm 以1 dB 的步长逐渐增加到12 dBm。如图可见，在B2B 和2 m 无线距离两种测试条件下，接收信号BER 均随ROP 的递增而降低；而且，相同频带的目标信号在B2B 传输时的BER 整体低于2 m 无线传输时的BER，这是由于无线链路的传输使接收的太赫兹无线信号产生了功率和非线性损耗，降低了接收信号的质量。当BER 满足20% SD-FEC 时，与B2B 传输相比，2 m 的无线传输距离造成了约2 dBm 的光功率消耗。当ROP 为12 dBm 时，各信号BER 都可达到3.8×10-3的HD-FEC 阈值，其中QAM4、QAM16 的BER 均远低于HD-FEC。图8 右侧展示了在两种传输距离下最小BER（ROP为12 dBm）所对应的各信号解调星座图。无线传输2 m 时各信号的星座点与B2B 时相比较发散，但BER 均小于HDFEC；整体来看信号点聚集，通信性能比较好。从测试的结果也可以看到，通过多带自适应调制和SSB 光滤波，可以满足不同速率和不同无线距离等多需求场景的点对多点覆盖传输。

图8 无线传输距离为0（B2B）和2 m的BER变化曲线（左侧）和对应各信号最小BER解调星座图（右侧）

3 结束语

6G 移动通信突出的超宽带、超高速发展需求带来大带宽、易重构的超灵活光子太赫兹通信技术发展浪潮，但低复杂度包络检波太赫兹引入的SSBI 严重影响接收信号质量。基于此，本文提出了一种多带非相干光子太赫兹通信系统中的SSBI 抑制技术，具体阐述了应用于点对多点应用场景的自适应调制和自适应光滤波原理，用以解决多用频带资源分配调度问题，在频谱资源有限的条件下，提升通信容量和频谱效率，并降低用户接收复杂度和功耗。通过实验验证了该原理的可行性，在7% HD-FEC 条件下实现了300 GHz 频段多带太赫兹信号的2 m 无线传输。