毫米波宽带低副瓣波导缝隙阵列天线设计

王楠楠，王鹏程，陆满君，王碧芬

（1.哈尔滨工业大学 电子与信息工程学院，黑龙江 哈尔滨 150001；2.上海无线电设备研究所，上海 201109）

0 引言

波导缝隙天线是在矩形金属波导壁上按一定规律开缝，切割波导表面连续的电流，从而使得波导内的电磁波通过缝隙向自由空间辐射［1-2］。波导缝隙阵列天线由于其高效率、大功率容量、高机械强度、结构紧凑、低剖面、易实现高增益和低副瓣，以及载体共形等优点［3-7］，被广泛应用于雷达和通信领域［8］。

波导缝隙阵列天线应用最多的是驻波式（谐振式）宽边纵缝阵列，传统的波导缝隙阵列天线的工作频带受到缝隙数量的限制，通常较窄［9］。随着雷达和通信系统对馈源天线性能的要求不断提升，在保证高增益和低副瓣的同时拓展工作带宽成为波导缝隙阵列天线的一个研究重点。

随着扩散焊和低温共烧陶瓷（Low Temperature Co-fired Ceramic，LTCC）等工艺和新型技术的发展，带有腔体结构的多层缝隙辐射单元的高性能波导缝隙阵列天线被陆续提出［10-23］，多层的缝隙辐射单元与自由空间具有更好的匹配以提升天线的工作带宽，并且可以降低各辐射缝隙之间的互耦。

本文设计了一种新颖的基于对称功分馈电结构的毫米波频段波导缝隙线阵天线，并在辐射波导部分引入二阶短路金属阶梯。该天线相比于传统的谐振式波导缝隙线阵具有更宽的工作频带，并且在工作频带内实现了低副瓣性能。

1 天线结构

本文所提出的毫米波低副瓣波导缝隙阵列天线基于矩形金属波导，分为上下两层，主要由E 面一分二功分器、E 面反相器和12 个非均匀波导宽边纵缝辐射单元组成，该天线的结构如图1 所示。

图1 波导缝隙阵列结构Fig.1 Schematic diagram of the waveguide slot array antenna

该天线由标准矩形波导BJ400 馈电，馈电端口在天线的底部。从馈电端口进入波导结构中的电磁波通过一个矩形空腔进行匹配后进入E 面一分二功分器；从E 面功分器的2 个输出端口输出的电磁波分别通过一段传输波导后通过位于天线两端的E 面反相器进入上层波导，由两端向中心为辐射波导馈电，激励辐射波导顶部的12 个非均匀波导宽边纵缝辐射单元。其中，在辐射波导的底部引入二阶阶梯将电磁波分流，同时调节辐射波导的反射性能。为了提升天线的各部分结构的匹配性能，在每个波导矩形空腔边缘均引入圆角结构，共计48 处。

所提出的波导缝隙阵列天线呈中心对称结构，从辐射波导两端进入的两路电磁波激励的缝隙辐射单元数目减半，降低了长线效应对天线工作带宽的限制，增强了天线馈电结构与辐射阵列的匹配，拓展了天线的工作带宽。

2 天线设计流程

2.1 E 面功分器设计

功率合成技术是通过组合多个子单元来提高功率水平的重要方法［24］。本文利用根据天线的整体结构，所设计的功分器基于E 面T 型结结构。天线采用标准矩形波导BJ400 馈电，馈电端口连接功分器的输入端口，其尺寸为6 mm×3 mm；功分器的两个输出端口分别连接一段传输波导，将电磁波等分成双路传输至天线两侧的反相器中。

对功分器的输入端口部分波导进行拓宽以增强匹配性能，分路部分采用两级阶梯过渡，并在输入匹配和分路阶梯均边缘引入圆角结构进一步增强功分器的匹配性能，圆角半径为1 mm。功分器的剖面结构示意图和关键的尺寸标注如图2（a）所示。设计的E 面功分器的S参数仿真结果如图2（b）所示，在35.35～41.55 GHz 频带范围内该功分器的回波损耗低于-24.2 dB，插入损耗低于

图2 E 面功分器的结构示意图及其S 参数Fig.2 Schematic diagram of the E-plane divider and its S-parameters

-0.03 dB。

2.2 E 面反向器设计

所设计的天线分为上下两层，下层功分器输出的双路电磁波分别经过一段传输波导后由两侧的反相器传输到上层的辐射波导。该反相器的两个转角外侧各引入一级阶梯进行匹配，过渡部分的腔体边缘均引入圆角结构，圆角半径为1.0 mm。反相器的剖面结构示意图和关键的尺寸标注如图3（a）所示。设计的E 面功分器的S参数仿真结果如图3（b）所示，在35.35～41.55 GHz 频带范围内该反相器的回波损耗低于-27.3 dB，插入损耗低于-0.03 dB。

图3 E 面反相器的结构示意图及其S 参数Fig.3 Schematic diagram of the E-plane inverter and its S-parameters

2.3 辐射阵列设计

2.3.1 辐射单元设计

设计的天线辐射单元为双层波导宽边纵缝。在单层波导缝隙的上方引入一层非连续的沿下层缝隙扩展、口径面积增大的缝隙。考虑缝隙分布密集并且向下层缝隙的长边扩展会增大波导的加工难度，上层缝隙只沿窄边进行扩展。同时，上下两层缝隙的边缘均采用圆角结构进一步增强天线的匹配性能，圆角的直径等于缝隙的宽度，为1.0 mm。辐射单元结构如图4 所示，图中zz为上层缝隙的窄边相对于下层宽扩展的长度。这种辐射单元结构增强了辐射缝隙与自由空间的匹配，产生比单层波导缝隙产生均匀的波前相位面，可以拓展天线的工作带宽。仿真得到不同zz长度下辐射单元的S参数如图5 所示。由图5 可知，zz=0 时即缝隙没有拓展时的情况，在一定范围内，随着zz的增大辐射单元的匹配性能逐渐增强。

图4 双层缝隙辐射单元的结构Fig.4 Schematic diagram of the double-layer slot radiation element

图5 不同zz 长度下辐射单元的S11参数Fig.5 S11 parameters of the radiation element with different zz

2.3.2 阵列排布

所设计的天线采用12 单元宽边纵缝线阵，各缝隙的宽度均为1.0 mm 而长度是变化的，缝隙的上下层厚度均为0.8 mm，且阵列为中心对称结构。为增强天线的低副瓣性能，调整缝隙单元的横向位移和中心偏置位移，使12 个辐射单元的功率分布符合切比雪夫分布。辐射缝隙阵列的结构如图6 所示。图中：Ln为第n个缝隙的下层长度；LLn为第2 层第n个缝隙的上层长度；dn为第n个缝隙的中心偏移量；Sn为第n个缝隙的间距。各缝隙单元的相关尺寸参数见表1。

表1 双层波导缝隙辐射单元的尺寸Tab.1 Dimensions of the double-layer waveguide slot radiation elements

图6 辐射阵列结构Fig.6 Structure of the radiation array

3 短路阶梯对天线带宽的影响

传统驻波缝隙天线阵又称谐振缝隙天线阵，其分布特点导致了其高Q值，缝隙分布与波导波长的高相关性导致了天线与中心频率的高相关性。一旦偏离设计的中心频率，其阻抗特性会剧烈变差，带来了谐振式缝隙天线阵的窄带特点，限制了其应用的可能性。

用经典的Stevenson 等效电路模型具体分析其阻抗特点，宽边纵缝阵列的归一化电导为［25-27］

式中：λg为波导波长；λ为空气波长；d为缝隙偏移宽边中心的偏移量；a为波导宽边长度；b为窄边长度。

由式（1）可知，对于相同尺寸的波导，在一个频率点上缝隙的传输电导与缝隙的中心偏移量成正比。同时，电导与中心频率的相关性即化，从而严重影响了天线匹配性能。

在波导中引入阶梯结构，使得电导中的a、b不为单一常数，可以降低电导与导行电磁波的相关性，使电导随频率的变化变得平缓，从而实现天线匹配带宽的拓展。由式（1）可得同时增大或减小a、b并不会带来天线匹配性能的改变，通过仿真也可以得到验证。

本文采用宽边短接的波导阶梯。首先考虑在12 单元的单层缝隙阵列天线的辐射波导中引入一级阶梯的情况，阶梯的高度为0.8 mm，长度为ll1，宽度与波导相同，仿真得到天线的S11和阻抗带宽随一级阶梯长度的变化如图7 所示。也被表达了出来。波导尺寸固定的前提下，波导缝隙电导受其幅度系数中心频率的影响最大，从而导致了其窄带特性。宽边纵缝的电导不仅与导行电磁波的波长相关，且与波导的尺寸a、b相关。当利用固定尺寸的矩形波导设计缝隙阵列天线时，电导只由导行电磁波的频率决定，导致了电导与频率的高相关性，当导行电磁波频率偏移时电导参数发生剧烈变

图7 引入一级阶梯的线阵仿真结果Fig.7 Simulation results of the antenna with onestep ladders

由图7 可见，初始天线的阻抗带宽为5.8%，加载了1 阶阶梯的天线的谐振深度和宽度均发生变化，谐振的深度随阶梯长度增大而减小，而谐振的宽度随阶梯长度增大而增大；加载1 级阶梯的缝隙天线阵在阻抗带宽上具有一定的优越性。在上述1级阶梯的基础上加载第2 级阶梯，第2 级阶梯的高度、宽带与1 级阶梯相同，长度为ll2，加载2 级金属阶梯的天线剖面如图8 所示。

图8 引入2 级阶梯的天线剖面Fig.8 Cross-section of the antenna with two-step ladders

对参数ll2利用仿真软件进行优化后得到的阻抗带宽优化结果如图9 所示。由图9 可得，引入2 级阶梯后波导缝隙阵列天线的S11参数中的谐振点位置发生变化，并且出现2 个谐振点；相比于1 级阶梯，引入2 级阶梯时天线的匹配性能进一步提升，阻抗带宽得到进一步拓宽。

图9 引入2 级阶梯天线的S11参数Fig.9 S11 parameter of the antenna with two-step ladders

4 天线仿真结果

将2 阶阶梯与切比雪夫分布的双层缝隙进行整合，得到最终的天线尺寸为89.2 mm×8.0 mm×17.0 mm，结构紧凑，且由于是全金属结构天线具有较大的机械强度和较高的功率容量。

对所设计的波导缝隙阵列天线进行全波仿真，波导隙阵列天线的回波损耗仿真结果如图10 所示，未加载阶梯的天线阻抗带宽仅为5.8%。由图10 可知，加载2 级阶梯的天线的阻抗带宽提升至16.3%（35.55～41.55 GHz）。缝隙阵列天线的增益仿真结果如图11 所示，天线在38.5 GHz 处取到峰值增益为16.5 dBi，整个工作频带内天线的增益高于14 dBi，增益下降小于2.5 dBi。缝隙阵列天线的副瓣电平仿真结果如图12 所示。由图12 可知，将12单元双层缝隙阵列的馈电功率进行切比雪夫分布，天线的副瓣电平在整个工作频带内低于-20 dB，具有低副瓣特性。

图10 波导缝隙阵列天线的S11参数Fig.10 S11 parameter of the waveguide slot array antenna

图11 波导缝隙阵列天线的增益Fig.11 Gain of the waveguide slot array antenna

图12 波导缝隙阵列天线的副瓣电平Fig.12 Sidelobe level of the waveguide slot array antenna

仿真得到的天线在35.5、38.5、41.5 GHz 上的归一化E 面方向图如图13 所示。由图13 可知，该天线在35.5、38.5、41.5 GHz 上的半功率波束宽度分别为12.4°、8.3°和13.9°，所设计的12 单元线阵天线在E面得到良好的波束聚焦效果。

图13 波导缝隙阵列天线的E 面方向Fig.13 E-plane radiation patterns of the waveguide slot array antenna

5 结束语

本文针对传统谐振式波导缝隙阵列天线工作带宽较窄的缺点，设计了一种对称馈电结构的波导缝隙阵列天线以降低缝隙阵列的长线效应；在辐射波导中引入了宽边短接的双层金属阶梯并且采用非连续的双层波导缝隙辐射单元，拓展了波导缝隙阵列天线的工作带宽，并且使得天线整体结构更加紧凑，天线的相对带宽达到16.3%（35.35～41.55 GHz）。此外，通过对12 个双层缝隙辐射单元的尺寸进行优化并进行切比雪夫分布，使得该线阵天线在整个工作频带内的副瓣电平低于-20 dB。本文所设计的波导缝隙阵列在宽带和低副瓣性能方面具有较强的优越性，可应用于毫米波雷达和通信系统中。在本文所提出的线阵的基础上，可进一步进行高性能面阵天线的设计。