基于OPA140的直流激电仪低噪声模拟前端电路开发

罗星白，王 鹤，席振铢*，韦洪兰，薛文涛

(1.中南大学地球科学与信息物理学院； 2.湖南五维地质科技有限公司)

引 言

直流激电法是以地下矿(岩)激发极化效应物性差异为基础的物探找矿方法，它通过向地下发送一定的电流，研究二次场电位差随时间变化的规律来计算视极化率、充电率、金属因子等参数，从而探测地下地质情况。直流激电法具有可避免电磁感应耦合干扰、测量深度大、可提取时间常数等优点，已广泛应用在金属矿勘探、地下水寻找、油田勘查等领域[1-3]。

国内外已开发出多种直流激电仪，发达国家具有一系列高精度仪器，例如：法国IRIS公司推出的FW全波形大功率激电仪，美国Zonge International公司开发的GDP-12、GDP-16和GDP-32型多功能电法仪系列仪器，加拿大凤凰地球物理有限公司开发的V-4、V-5和V-8型通用电法接收机等。在中国，20世纪60年代，直流激电仪是通过仿制苏联设备进行研制的；20世纪70年代，在直流激电法理论上有了较大突破，且晶体管与场效应管也广泛应用到仪器中，使得国内直流激电仪更加智能化与多功能化；到了20世纪80—90年代，随着模数转换器、数模转换器、单片机的发展，直流激电仪的性能又有了进一步提高，例如：上海地质仪器厂开发的SJJ-1型时间域直流激发极化仪，中地装(重庆)地质仪器有限公司开发的DZD-2型激电仪。目前，集成电路使用普遍，微型计算机也高度集成，国内具有代表性的仪器有北京地质仪器厂开发的DWJ-3B型微机激电仪，重庆奔腾数控技术研究所开发的WDJS-2型数字直流激电接收机[4-5]。

直流激电仪在采集信号过程中易受自然电场干扰，且所需激电异常信号微弱(通常只占接收信号整体幅值的3 %～5 %)，动态范围大，这些特点会对信号采集工作产生影响。目前，国际上通用的解决办法是使用大功率的激电仪发射机来提高仪器精度，但这会增加仪器的质量，给野外采集工作带来不便。本文基于OPA140功放芯片设计了一种低功耗、低噪声的直流激电仪模拟前端电路，该模拟前端电路可抑制噪声，放大微弱信号，消除自然电场的干扰，为模数转换器提供优质的模拟信号，提高仪器精度。

1 模拟前端电路设计

图1 直流激电仪模拟前端电路示意图

1.1 前置放大器设计

直流激电仪通过一对接地电极进行信号采集，由于后续电路需要便于处理的单端信号，所以使用差分放大器进行转换，本文选用仪表放大电路(如图2所示)作为前置放大器，它具有高共模抑制比、高输入阻抗、精准的电压增益、低噪声等特点。

图2 仪表放大电路

仪表放大电路由2部分组成:第一级由2个同相放大器组成，为输入端提供高输入阻抗，使接地电阻与线缆上的等效电阻对输入信号的影响降低，并通过平衡输入结构提供高共模抑制比；第二级为差分放大器，它将双端输入变为单端输出，方便后续电路进行处理[3]。其中,U1、U2、U3这3个放大器均选用OPA140功放芯片，具有良好的噪声性能和低输入偏置电流，适用于对信号的前置放大。电路中Rf是由继电器控制的可调电阻，可根据实际信号强弱选择电阻值大小。R1=R2=R3=R4=R5=R6=1 kΩ，为匹配电阻，与Rf共同决定了电路的放大倍数，这些电阻均为高精度的金属膜电阻。仪表放大电路输出电压(Vout)由式(1)计算得出。

(1)

式中：Vin+与Vin-为输入的差分信号(V)。

C1(C2)为滤波电容，其作用是与R1(R2)构成低通滤波器，对不需要的噪声进行抑制，C1和C2由式(2)、式(3)计算得出。

(2)

(3)

式中：f为截止频率，取1 kHz。

经计算：C1=C2=15 nF。

对于信号调理电路来说，噪声性能主要取决于前置放大器的噪声系数，因此本文仅针对该前置放大器与源阻抗的噪声进行分析，其噪声模型如图3所示。电路的总噪声包含了运算放大器的电压噪声(en)、电流噪声(in)与电阻噪声(er),这些噪声源与运算放大器的噪声增益相乘，进行平方和相加再取根号，即可得出等效输入噪声电压谱密度(en_in)。该前置放大器与信号源的等效输入噪声电压谱密度由式(4)计算得出。

(4)

图3 前置放大器的噪声模型

图4 模拟等效输入电压噪声仿真曲线

式中:k为玻尔兹曼常数，1.38×10-23J/K；T为绝对温度(K)；Rs为接地电阻(Ω)；G为运算放大器的噪声增益(dB)[6]。

1.2 输入保护电路设计

直流激电仪在野外工作会受到雷击、工业噪声、周边负载设备的开关机、发电机、无线电通讯等干扰，导致从电极处引入一个较大的瞬态电流，若不进行适当处理，将对仪器造成不可逆转的损害。因此，在信号的输入端需要设计输入保护电路对仪器进行保护。一端电极的输入保护电路设计如图5所示。在信号输入端并联瞬态抑制二极管(TVS)，当因雷击、静电放电等因素在仪器输入端产生浪涌电压时，TVS将瞬间导通，泄放瞬态浪涌等过电压，同时Rlimit(限流电阻，可减少输入到后级电路中的过电流，保护后级电路，Rlimit不宜过大，否则将增大电路的电阻噪声)把电压稳定在预定水平，避免浪涌电压对后级电路造成损害。综合对电路的保护作用与噪声影响，Rlimit选择100 Ω的金属膜电阻。D1、D2为保护二极管，由于二极管的单向导通性，可使输入到后级的信号稳定在一定的电压范围内，从而满足OPA140功放芯片所需的输入电压范围。

图5 输入保护电路

1.3 自然电位补偿电路设计

在自然界中，某些矿(岩)对正负离子有吸附作用，会出现极化状态，并形成自然电场，这种电场会对激电测量产生影响。所以，在发射机发射电流之前，先用直流激电仪接收机检测自然电场，并使用处理器对其进行运算处理得到自然电位补偿值，在后续的测量中自然电位补偿值可作为参考电压，用来抵消自然电场对激电测量的影响[7]。自然电位补偿电路设计如图6 所示，其为运算放大器与电阻构成的加法电路，Vin是上一级经过放大的采集信号，Vadc是系统对自然电位进行采集并处理后通过模数转换器(ADC)输出的补偿值，自然电位补偿电路输出电压(Vout)由式(5)计算得出。

(5)

式中:R8=R9=R10=R11，为匹配电阻(Ω)。

由式(5)可知，Vout=Vadc+Vin。

图6 自然电位补偿电路

1.4 低通滤波器设计

为了保证输入信号的质量，满足后续电路工作需求，需要对信号进行滤波处理，本次设计采用Sallen-Key二阶有源低通滤波器，它具有高输入阻抗、电路结构简单、易调节品质因数与增益的优点,电路结构如图7所示。

图7 二阶有源低通滤波器电路

二阶有源低通滤波器的截止频率(f0)由式(6)计算得出。

(6)

由式(6)可知:通过合理选择电容C3与C4的电容值、电阻R12与R13的电阻值，能获得期望的截止频率。设置R12=R13=10 kΩ，C3=15 nF,C4=10 nF,得到截止频率为1 kHz。

同时，Sallen-Key二阶有源低通滤波器在设计时还需要考虑运算放大器的增益带宽积(GBW)，增益带宽积为运算放大器放大倍数与其带宽乘积，一般为常数。若运算放大器的增益带宽积太低，而信号处于高频时，二阶有源低通滤波器的增益将随频率的增大而增加，该现象称为高频馈通现象[8]。所以在电路设计时可通过式(7)来检验运算放大器的增益带宽积是否符合设计标准。

GBW=100G1f0Q

(7)

式中:100为环路增益因子；G1为闭环增益，取1.0 dB；Q为品质因数，取0.707。

GBW大于70.7 kHz，通过阅读OPA140功放芯片的数据手册可知其增益带宽积为11 MHz，满足二阶有源低通滤波器电路设计要求。

1.5 ADC单端转双端电路设计

由于前级经过处理的信号为单端信号，而输入到模数转换器ADS1282的模拟信号需要为双端信号，因此需要实现电路信号的单端输入双端输出。模数转换器ADS1282内置放大器可对输入电流进行放大，故不需要使用差分驱动电路对电路进行驱动，只需使用2个运算放大器与电阻构成差分放大电路对输入信号进行转换。ADC单端转双端电路设计如图8 所示，该电路的电压输出值可由式(8)计算得出。

图8 ADC单端转双端电路

(8)

通过调节电阻R14的大小可以调节该电路的放大倍数，使输出电压能满足ADC的输入电气特性而不超出其量程。C6、C7是共模滤波电容，可提升该电路的共模抑制比；电容C5作为差分滤波器，作用是减小由于C6、C7电容值大小不一致导致的误差，并可以与R18、R19组成一个低通滤波器。

2 电路测试

2.1 模拟前端电路的频响特性

频响特性曲线能展示电路的增益与二阶有源低通滤波器的设计是否符合要求，实测模拟前端电路频响特性曲线如图9所示。试验中通过调整前置放大器中Rf的大小实现不同大小的电路增益。本次试验中设置3种电路增益值，分别为0 dB、10.5 dB、21.6 dB，从整体上看，3条曲线平滑稳定，在频率小于1 kHz时，通频带增益为电路的实际增益值；当频率高于1 kHz时，由于电路中二阶有源低通滤波器的存在，增益下降，有效抑制了高频噪声，该测试结果符合设计要求。

图9 实测模拟前端电路频响特性曲线

2.2 前置放大器的共模抑制比特性

共模抑制比(CMRR)为仪表放大电路对差模信号的电压增益(ADM)与对共模信号的电压增益(ACM)之比的绝对值[9]。共模抑制比越大，表明电路对共模信号抑制效果越好，测试结果如图10所示。由图10 可知：在频率低于1 kHz，前置放大器增益为10.5 dB时，共模抑制比高达105.0 dB；前置放大器增益为0 dB时，共模抑制比为95.5 dB。与GDP-32II型多功能电法仪(其共模抑制比为80.0 dB)对比可知：在测量信号频率范围内模拟前端电路可有效抑制共模信号的干扰，提高电路的整体性能。

图10 仪表放大电路的共模抑制比特性曲线

2.3 电压噪声测量

2.4 室外测试

直流激电仪接收机整体硬件部分由接收模拟电路板(由模拟前端电路构成)与系统主控电路板构成。为验证模拟前端电路在实际测量过程中的可靠性，将接收模拟电路板与系统主控电路板组装成样机，在某草坪空地上进行直流激电仪测深试验，以法国IRIS公司的ELREC 6激电仪作为对照组。样机与ELREC 6激电仪的测试现场如图12所示。

本次试验测试装置为对称四级装置，测量点共5个，点距为20 m。试验过程中保持接收电极位置(MN)不变，增大供电电极极距(AB)，距离从1.5 m增大到6.0 m。试验测量数据如表1所示，样机与ELREC 6 激电仪视极化率对比如图13所示。

图11 实测与仿真等效输入电压噪声频谱密度图

图12 样机(图左)与ELREC 6激电仪(图右)测试现场

表1 试验测量数据

图13 样机与ELREC 6激电仪视极化率对比图

从试验测得的5组数据可看出，样机与ELREC 6激电仪测得的视极化率虽然存在一些差异，这可能与仪器本身的计算方式有关，但大体上是相近的，且变化趋势一致。试验结果表明,样机已基本达到实际应用水平，验证了本文设计的模拟前端电路可应用于实际测量中，达到了设计目的。

3 结 论

本文从激电信号特点出发，开发了基于OPA140功放芯片的模拟前端电路，通过仿真计算和电路测试，得出以下结论：

2)基于OPA140功放芯片的模拟前端电路可有效提高共模抑制比，当电路增益为10.5 dB时，CMRR可达105.0 dB；当电路增益为0 dB时，CMRR可达95.5 dB。

3)基于OPA140功放芯片的模拟前端电路是一种提高直流激电法系统数据可靠性的途径。