一种S 波段逆F 类滤波功率放大器设计

何志强，刘长军

四川大学 电子信息学院，四川 成都 610064

功率放大器（power amplifier，PA）的效率是射频前端的一个重要参数，因为功放往往是主要的功耗元件。随着无线能量传输系统的发展，对功放效率的要求也越来越高，各式各样的高效率功放也相继问世。文献[1]通过分析晶体管电流电压特性实现了一款高效率E 类功率放大器。文献[2]采用Doherty 架构设计了一款高效率宽带功放。文献[3]采用实频技术设计了一款宽带高效率功放。Class F/F-1放大器由于结构简单、易于实现且理论最大效率达100%而受到广泛关注[4-7]。

在工程应用中，需要在功放输出端进行额外的滤波以获得纯净的频谱，即功放与下一级电路之间需级联带通滤波器。近年来，滤波功放的设计逐渐兴起，带通滤波器直接作为功放输出匹配电路的一部分，同时起到选频与阻抗匹配的作用。文献[8]采用微带滤波器设计了一种抑制到四次谐波的滤波功放，但滤波器的插入损耗高达1.1 dB。腔体滤波器[9]、介质滤波器[10]等具有高品质因数（quality factor）、选频特性好等特点，但体积大，不易加工。文献[11]采用微带滤波器作为功率放大器的输入匹配，陶瓷材料滤波器作为输出匹配，但效率偏低。

本文提出了一款高效率逆F 类滤波功放。滤波器采用微带线结构，带内插入损耗低，带外抑制能力强。在通带附近存在2 个零点，增强了其选频能力。功率放大器设计了额外的谐波匹配电路与晶体管寄生参数补偿电路，满足逆F 类功放的谐波阻抗要求。仿真与实验结果均验证了其特性优良。

1 逆F 类滤波放大器整体设计

传统上，滤波器与功率放大器独立设计，均匹配到50 Ω 后再连接[12]，如图1(a)所示。然而，这种方式可能会造成阻抗失配并产生额外损耗，降低系统性能。本文提出的逆F 类滤波功率放大器整体框架如图1(b)所示，其中谐波匹配包含了谐波匹配电路和晶体管寄生参数补偿电路，Zopt为晶体管最佳负载阻抗，Z和Z*为2 个共轭的复阻抗。相对于传统设计而言，保留谐波匹配网络以实现功率放大器的逆F 类工作状态，省略了基波匹配网络及相应的连接线，通过调节带通滤波器的输入阻抗，实现滤波器与放大电路的共轭匹配，从而将滤波器集成到功率放大器的输出匹配电路中。

图1 功率放大器级联滤波器

2 滤波器设计

2.1 设计原理

滤波器与功率放大器的协同设计，最重要的是在确保滤波器性能的前提下，调整输入阻抗，以实现和功率放大器的阻抗匹配。本文提出的滤波器结构如图2 所示，它由2 个对称的三角形开环谐振器组成，图中a为输入端口的位置，b为输入馈线的长度，和Zin为在输入馈线不同位置处向右看时滤波器的输入阻抗。

图2 不同输入阻抗的带通滤波器结构

式(1)显示了无交叉耦合情况下滤波器的“N+2”型耦合矩阵形式[13]：

式中：M12和M21为谐振器间的耦合，MS1和M1S、M2L和ML2分别为输入、输出外部耦合，M11和M22为谐振器的自耦合。MS1可以表示为

式中：Qe,in为输入外部品质因数，WF为分数带宽。根据文献[9]，在输入馈线处向右看，滤波器的输入阻抗为

如图2 所示，谐振器谐振频率与滤波器中心频率一致，M11=M22=0，则式(3)又可表示为

式中：Zb为输入馈线的特性阻抗，选取的依据是与放大器谐波匹配电路的特性阻抗相同，以消除电路的不连续性；θb为输入馈线的电长度。通过合理的调节长度a、b，可以在一定范围内实现滤波器的任意输入阻抗。

然而开环谐振器滤波器通常有较强的二次谐波寄生通带，为了提高滤波器的阻带抑制度，文献[15]提出了一种为谐振器增加容性终端的方法，可以将二次谐波寄生通带搬移到更高的频率，从而拓展阻带。图2 所示的滤波器开环谐振单元等效于图3 的阶梯阻抗谐振器（step impedance resonator,SIR）。其中低阻抗的微带线(θ2、Z2)终端开路，等效为电容C：

图3 阶梯阻抗谐振器

采用SIR 结构大幅提升滤波器阻带抑制特性。

2.2 仿真与实测结果

为了验证滤波器的性能，调整输入端馈线，设计了一款输入输出阻抗均为50 Ω 的滤波器，如图4(a)所示，选用F4B 基板，介电常数2.65，厚度1 mm，加工的实物图如图4(b)所示。

图4 50 Ω滤波器

实测与仿真S 参数如图5 所示，吻合良好。实测结果表明，滤波器中心频率f0为2.4 GHz，插入损耗0.55 dB，3 dB 分数带宽13.3%。2 个零点分别为1.98 GHz 与2.88 GHz，有效地增强了滤波器的选频特性。零点的引入并不是由于滤波器的交叉耦合，而是谐振器上下路的开路端到输入端口之间的距离可以看作2 个频率下的1/4 波长[8]。由于采用了SIR 结构，在2.81～6.63 GHz 的频率内，实现了高达21 dB 的带外抑制。

图5 滤波器S 参数实测与仿真结果

为了便于滤波器与功率放大器的协同设计，滤波功放中的滤波器采用图2 所示结构，并调整参数a、b为a=4.7 mm，b=2.4 mm，将滤波器的输入阻抗变为(39+j5.2) Ω，其仿真的S 参数同样显示在图5 中。由 图5可知，Zin=(39+j5.2) Ω与Zin=50 Ω 的S 参数高度一致，从而验证了滤波功放设计的可行性。

3 滤波器与逆F 类功放集成设计

3.1 设计原理

滤波器集成逆F 类功率放大器的设计原理如图6 所示。晶体管采用Cree 公司的GaN HEMT CGH40010F。扇形微带线FL1、FL2等效于基频f0的接地去耦电容，FL3等效于2f0的接地去耦电容。微带传输线TL13、TL14的电长度为f0的1/4，与FL1、FL2在B点组成基频开路，以隔绝对直流的影响，同时与FL3组成二次谐波短路，再由TL10将阻抗转化为无穷大。开路短截线TL12在C点将三次谐波阻抗转化为零，且经TL10与TL11后阻抗维持不变。最终在节点A实现逆F 类功放二次谐波开路，三次谐波短路的阻抗要求。

图6 逆F 类滤波功率放大器设计原理

TL8、TL9的作用是补偿晶体管封装的寄生参数，CGH40010F 的寄生参数模型可参见文献[16]。TL3～TL6是基波的输入匹配电路；C1为输入端隔直电容，而输出端由于滤波器的存在，无需隔直电容；R、C2增强了通带附近的稳定性；C3～C8为直流电源滤波电容；传输线TL1、TL2、TL7为电容与晶体管的焊盘，不参与匹配。

输出端的基波匹配过程如下：负载牵引出的最佳基波负载约为(13.0+j14.5) Ω，经寄生参数补偿网络、谐波控制网络后，转化为了(39.2-j5.2)Ω，再由滤波器匹配到50 Ω。前文已经分析，只需要适当地调整滤波器的输入端口，便可以实现1 个输入阻抗为(39+j5.2) Ω 的滤波器，具体设计参数如表1 所示。

表1 逆F 类滤波功率放大器参数列表

3.2 逆F 类滤波功放测试结果

采用与上述滤波器相同的介质基板，加工的滤波功率放大器实物如图7 所示，整块板子面积约为120 mm×70 mm，在底部连接铝板以散热。晶体管偏置为VDS=28 V，VGS=-2.8 V。

图7 滤波功率放大器实物

在输入功率Pin=28 dBm 这一条件下，仿真的晶体管瞬态漏极电压、漏极电流波形如图8 所示。由图8 可知，电压和电流波形分别类似于半正弦波与方波，证明了功放的工作状态为逆F类。图9 为功率放大器测试系统，包括S 参数和效率、输出功率的测试系统，所使用的器件已在图中标明。

图8 漏极电压、电流波形

图9 实测系统

图10 是功放的实测与仿真S 参数图，实测的带内小信号增益约为15.9 dB。在通带附近存在2 个零点，实现了滤波功放的高选择性。功放的带外抑制水平约为20 dB，但是由于逆F 类功放对谐波有额外的抑制能力，故在二次谐波附近的抑制水平超过了60 dB。

图10 滤波功放S 参数实测与仿真结果

图11 显示了在输入功率28 dBm 条件下的实测输出功率（Pout）、功率附加效率（ηPAE）和漏极效率（ηDE）随频率的变化情况。结果表明在2.38 GHz下，ηPAE达到最大值68.7%，对应的输出功率为39.8 dBm；在频率2.33～2.48 GHz，ηPAE大于50%。

图11 Pout、ηPAE和ηDE 随频率变化曲线

图12 显示了在频率2.38 GHz 下，实测与仿真的输出功率（Pout）、功率附加效率（ηPAE）和增益（G）值随输入功率变化的曲线。当输入功率为28 dBm时，功放输出功率饱和，ηPAE达到68.7%。

图12 Pout、G、ηPAE 随输入功率变化曲线

表2 列出了本文滤波功放性能参数与相关文献对比。文献[9]与文献[10]的滤波器由于是腔体与介质，故其分数带宽小，而本文所设计的微带线滤波器分数带宽已经接近文献[11]的陶瓷滤波器。由表2 可知，本文所设计的逆F 类滤波功率放大器在效率上具有一定优势，同时兼顾了带外抑制和通带选择性，具有较好的工程应用价值。

表2 性能对比

4 结论

本文设计了一款具有功率放大和滤波功能的新型滤波功放，实测与仿真结果相吻合，性能亦具有优势。本文的主要结论如下：

1）将滤波器纳入功放匹配电路的一部分，省去了传统放大器与滤波器之间的50 Ω 匹配电路与连接线，整体电路结构紧凑。

2）设计了一款新颖的微带线耦合谐振带通滤波器，该滤波器带内插损低、选频性能强，且有一定带外抑制能力。理论分析并仿真了改变该滤波器输入阻抗的方法，便于和放大器阻抗匹配。

3）功放的输出匹配额外设计了二、三次谐波匹配电路与寄生参数补偿电路，实现了高效率的逆F 类工作状态。