频谱分析仪8 GHz 射频前端设计及实现

郭亚楠，杜会文，丁毓恒，赵子正

（中电科思仪科技股份有限公司，山东 青岛 266555）

0 引言

频谱分析仪作为重要的电磁信号测试测量设备，已经成为电子工程师不可或缺的频域测量工具。近年来，随着5G NR Sub-6 GHz 产品的迅速普及，射频频段频谱分析仪的需求量不断增加，小型化、低成本、高性能的射频频谱仪受到用户的喜爱。本文在此基础上进行研究，实现频谱仪射频前端的集成化、低成本设计[1-2]。

现代频谱分析仪一般采用超外差变频接收方案，将射频信号经过多级混频转化为固定中频信号，然后对中频信号进行采集处理，最终实现频谱分析功能。与传统测试领域不同，5G NR 测试场景对射频通道的相邻频道泄漏比（Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR）指标提出了更高的要求，而ACLR 指标又受接收通道噪声系数及三阶截获点的制约，因此在射频前端的方案设计中必须统筹考虑这些指标的分配，以满足通信测试要求。

1 变频接收系统介绍

当前，主流的频谱分析仪变频接收系统均采用超外差式的变频方案，其特点是对于低频信号，先通过可变的本振将其搬移到较高的频率上，然后通过固定本振将其变换到较低的中频上；对于高频信号，则直接通过可调谐本振将其变换到较低的中频频率上以方便后级采集处理模块对中频信号进行量化处理。图1 为采用2 级变频方案的接收分析系统框图，变频调谐关系为：

图1 接收变频系统框图

式中：FLO1为调谐一本振信号，其频率可变；FRF为输入的射频信号，FIF1为第一中频信号，FLO2为二本振信号，其频率固定；FIF2为第二中频信号；N为第一本振谐波次数，由变频接收系统采用基波混频方式或谐波混频方式而定。

为保证接收链路灵敏度、杂散、镜频抑制等指标以及考虑到简化电路设计复杂度，方便器件选型等因素，通常FIF1，FLO2，FIF2的值是固定不变的，而FLO1随着FRF变化而改变。例如，对于输出中频为75 MHz 的接收变频系统，通常FIF1选取450 MHz，FLO2选取375 MHz；对于输出中频为21.4 MHz 的接收变频系统，通常FIF1选取321.4 MHz，FLO2选取300 MHz[3]。

2 方案的实现

2.1 方案设计

8 GHz 射频前端设计方案如图2 所示。方案可分为两部分，一是预选单元，二是变频单元。

图2 射频前端设计方案

预选单元要实现对射频输入信号从3 Hz 到8 GHz 频率范围的跟踪预选。为满足射频接收前端集成化、低成本的要求，预选功能采用开关滤波的技术方案。

预选的目的是限制进入混频器的信号带宽，防止出现频谱混叠现象，造成假响应。若将每一路预选的带宽设计得较宽，有助于减少滤波器的数量，从而减少开关的级联数量，减少插损，从而实现接收通道较好的噪声系数，但是会增加滤波器的设计难度，恶化滤波器的带外抑制；若设计的较窄，则相反，接收通道噪声系数会显著恶化。

通过对可用微波电子开关的功能和性能进行分析，结合设计要求，本文将3 Hz～8 GHz 的射频输入频段划分为5 段，每一段对应一组滤波器。其中，3 Hz～4 GHz 采用一路微带椭圆低通滤波器，4 GHz～8 GHz 划分为4 段，其预选均采用发夹形式微带滤波器设计实现。为方便描述，下文将3 Hz～4 GHz 记为0 波段，4 GHz～8 GHz 记为1波段。

变频单元实现对0 波段、1 波段输入射频信号的变频。两个波段均采用两次变频的方案变换至425 MHz 的采样中频。其中，3 Hz～4 GHz 的0 波段采取先上变频再下变频的方案，4 GHz～8 GHz 的1 波段采用两次下变频的方案。两个波段共用5～10 GHz 调谐第一本振信号，第一本振通过开关切换送入两个波段的第一变频器，为两个波段之间提供一定的隔离。射频通道板输入的第二本振信号为2.4 GHz，对于0 波段，须将2.4 GHz 在印制板上进行倍频至4.8 GHz 并放大后作为0 波段第二变频器的二本振；对于1 波段，2.4 GHz 信号放大后可以直接作为1 波段第二变频器的二本振信号。

2.2 中频规划及杂散计算

由于变频接收通道上混频器、放大器等器件的非线性效应，本振的谐波及寄生信号、混频器的多次交调产物等杂波极易落入中频带内形成干扰。因此，选择合理的混频方案，使得非线性带来的多次交调干扰产物尽量不要落在中频信号带宽之内，需要在系统设计之初对接收通道的杂散特性进行优化设计，尽量避免低阶交调产物落在通道内[4-6]。

下面以0 波段为例进行说明。一般来说，变频接收系统的中频选择应该远离射频频率范围，否则，当输入射频信号与中频信号频率相同时，泄漏到中频通道的射频信号会影响测量结果。因此，选取的中频频率IF1 应在所关注的最高调谐频率RFmax之上（4 GHz），同时受本振最高调谐频率LO1max（10 GHz）的制约，中频频率应在LO1max-RFmax之内，因此中频频率只能在4～6 GHz 这个频率范围内进行选择。又考虑到接收通道需对中频信号进行有效抑制，同时保证4 GHz 的灵敏度指标，因此中频信号不能离4 GHz 频点太近。综合考虑后，将中频选为5.225 GHz。

表1 给出了射频信号与本振信号多级交调产物的分布情况。交调产物阶数m+n≥4 时，可获得良好的抑制特性。

表1 混频方案在混频器上的交调产物分布

2.3 噪声系数及线性指标预计

频谱分析仪灵敏度计算公式如下：

式中：BW为频谱分析仪的分辨率带宽，NF为频谱分析仪的噪声系数。

由式（3）可知，频谱分析仪的接收灵敏度主要由其分辨率带宽及噪声系数决定，而归一化到1 Hz带宽的灵敏度则主要由其通道的噪声系数决定。因此，为提高频谱分析仪的灵敏度，需在通道设计中降低其噪声系数。通道链路的噪声系数级联公式如下：

式中：Fi,i=1,2,…,n为链路中各级模块的噪声系数，Gi,i=1,2,…,n为链路各模块增益。由级联公式可知，链路的噪声系数主要由中频放大器前链路的插损及中频放大器的增益所决定，放大器插损越小，放大器增益越大，则链路的噪声系数越小。另外，放大器的增益又会影响链路的线性指标。因此放大器的增益选择要进行综合考虑，使得链路的综合指标达到最佳状态。

接收链路输入三阶截获点（IIP3）级联公式如下：

式中：IIP3,s为接收链路级联后输入三阶截获点指标，IIP3,k，k=1,2,…,n为接收链路各模块输入三阶截获点指标，n为链路级联的模块个数，Gi,i=1,2,…,n为链路各模块增益。

级联三阶截获点的特征与级联噪声系数的特征不同，第一个模块的截获点与其他模块的截获点相比，并不占主导地位。相反，链路中具有最小截获点的模块比第一个模块影响力大并且主导了最终的截获点指标。

射频前端ACLR 指标可按如下公式进行估算[7-8]：

式中：PTRR（PEP to RMS Ratio）为调制信号峰均比，NSD为频谱分析仪的灵敏度，单位为dBm/Hz，BW为分析带宽。

3 指标测试

对射频前端的ACLR 指标进行了测试，这里选取Sub-6 GHz 频段的常用频点2.6 GHz，4.9 GHz进行说明，图3、图4 为射频通道在2.6 GHz 频点上的ACLR 指标，LTE 制式下为-67.44 dBc，5G NR为56.88 dBc。图5、图6 为射频通道在4.9 GHz 频点上的ACLR 指标，LTE 制式下为-67.2 dBc，5G NR 为-56.09 dBc，均满足设计要求。

图3 LTE 制式2.6 GHz 对应的ACLR

图4 5G NR 制式2.6 GHz 对应的ACLR

图5 LTE 制式4.9 GHz 对应的ACLR

图6 5G NR 制式4.9 GHz 对应的ACLR

4 结语

本研究给出了8 GHz 超外差频谱分析仪射频前端的硬件实现方案，通过对链路各模块性能指标的合理分配，可满足LTE 制式下ACLR 指标优于-65 dBc，5G NR ACLR 指标优于-55 dBc 的设计要求。试验结果表明，本研究取得了良好的设计效果，可满足Sub-6 GHz 场景下的移动通信测试需求。同时，本研究成果对其他类型频谱分析仪射频前端的设计也具有一定的借鉴意义。