一种W波段集总元件差分正交定向耦合器

马宵宵, 董飞翔, 李 庄, 曹 锐, 桑 磊

(1.合肥工业大学 电子科学与应用物理学院,安徽 合肥 230601; 2.孔径阵列与空间探测安徽省重点实验室,安徽 合肥 230088)

0 引言

在现代通信系统中,正交耦合器是一种非常重要的无源器件,在射频微波电路与系统中广泛应用。毫米波应用主要依赖于差分拓扑,因此,正交耦合器的差分设计是很有必要的。正交耦合器通常使用1/4波长传输线[1-2]的结构来实现。文献[1]提出一种依赖于2个磁耦合差分传输线的结构用于E波段应用,因为垂直耦合在毫米波频率下提供更好的限制,所以最小化了衬底损耗和寄生耦合。然而,获得弱的频率相关的相位正交和稳定的特征阻抗并不容易。同时,基于变压器的更紧凑结构也越来越受到关注[3-4]。文献[3]提出一种基于变压器的结构,以实现本地振荡器的正交生成,通过并行化2个单端结构来实现差分操作,从而提供良好的对称性。然而,它会引起寄生路由长度。当然,集总参数正交耦合器[5-8]也有一些报道,但是很少用于W波段,而且它们均不是差分结构,不适用于差分电路。本文基于文献[8]中耦合器的单端拓扑，通过并行化2个结构设计了一款集总元件差分正交定向耦合器。

1 理论分析

耦合器的拓扑结构基于文献[8]中的模型,如图1所示,该耦合器仅有一条水平对称线,可利用奇偶模分析法[9]进行分析。当在 1、4 端口偶模激励时,A-A′相当于磁壁,即开路状态。当在 1、4端口奇模激励时,A-A′相当于电壁,即短路状态。

图1可统一表示为奇偶模等效模型[9],如图2所示。

图1 耦合器拓扑结构及其奇偶模激励等效电路

图2 二端口奇偶模等效模型

图2中,计算公式为:

(1)

(2)

(3)

其中,i=1,2。

为了确定电路的反射系数和传输系数,使用传输波矩阵描述[10]。引入规范化并假设无损元素,二端口奇偶模等效模型的传输波矩阵Teo[11]可表示为:

(4)

其中

n为定向耦合器输出阻抗与输入阻抗之比,即

(5)

等效双端口网络的Sije,o系数可以由波幅传输矩阵的相应系数表示,即

(6)

这种扩展到多端口网络的奇偶模分析方法,允许人们考虑由于所选端口对的偶数和奇数激励而获得的等效N端口的集合来确定2N端口的散射矩阵。散射系数计算公式[11]为:

i,j=1,2,…,N

(7)

对于正交定向耦合器,有

(8)

联立(6)～(8)式可以得到:

T12e=T12o,|T11e|2=|T11o|2=1

(9)

另外,Yio>Yie,可得一组集总参数的解算公式,即

(10)

在获得电感L和电容C的值之后,可以通过下式给出幅度不平衡的大小,即

(11)

其中,ω0为中心频率。理论上,幅度不平衡与ω呈线性关系,这是限制功率分配比带宽的因素。相位差为:

|∠S21-∠S31|=90°

(12)

相位差为90°,与频率无关。理想的单端正交耦合器的计算结果如图3所示。

图3 理想单端正交耦合器的S参数

2 设计方法

在设计集总元件正交定向耦合器电路时,考虑到4个端口中的2个端口的特性阻抗与连接到它们的线性和非线性元件的值相同,而其他端口保持系统的50 Ω特性阻抗。该技术允许根据终端元件的特定阻抗要求定制电路。任意阻抗终端允许线性和非线性元件与耦合器匹配,而无需变压器网络。

为了说明所提出的集总元件正交定向耦合器配置和设计理论的有效性,本文使用推导出的等效电路参数公式设计了一款集总元件差分正交定向耦合器,设计实例选择将30 Ω匹配至100 Ω,由于是差分设置,因此Zin=50 Ω,Zout=15 Ω,中心频率设置为94 GHz。

设计结果见表1所列。

表1 集总元件差分正交定向耦合器的设计结果

基于上述元件数值,使用0.13 μm SiGe BiCMOS工艺,通过并行化2个单端拓扑设计一款W波段集总元件差分正交定向耦合器,该耦合器采用电容堆叠结构,如图4所示,在选取金属层时,根据4个电容值,遵循下层面积比上层面积大的原则,最终选定的MQ、M4、M3、M2金属层依次为隔离、输入、输出以及耦合端。值得注意的是,在该设计中,传输线及螺旋式结构应用于M3层以实现片上电感,50 Ω电阻应用于KQ层(图4中第1层与第2层之间)以实现隔离电阻。对电感进行调谐时,先把电感切割开,然后在切割处加一个端口,这样,自感与端口外接的理想电感串联,改变外接理想电感值,从而可以达到调谐电感的目的;对电容进行调谐时,在2层金属层之间加一个通孔,然后在通孔上再加一个端口,这样,2层金属层之间的基板电容与端口外接理想电容并联,改变外接理想电容值,从而可以达到调谐电容的目的,电感电容调谐示意图如图5所示。

图4 电容堆叠层

图5 电感电容的优化

利用三维电磁场仿真软件Sonnet进行电磁仿真,然后在ADS中优化设计,经过多次迭代,最终得到的集总元件差分正交定向耦合器的3D视图如图6所示。图6中:1为电容堆叠结构;2为KQ层隔离电阻。

图6 集总元件差分正交定向耦合器3D视图

集总元件差分正交定向耦合器版图如图7所示,为了减少尺寸,在并行化2个单端拓扑时输入端电感采用螺旋式结构,版图尺寸为0.17 mm×0.12 mm。隔离端口的2个端子之间连接100 Ω电阻,以避免信号反射,实现更好的阻抗匹配和隔离。

图7 集总元件差分正交定向耦合器的版图

3 仿真结果与分析

所设计的集总元件差分正交定向耦合器的仿真结果如图8所示。从图8可以看出，在90～98 GHz的设计频段内回波损耗(S11、S22、S33)小于-15 dB,表现出对所有端口较弱的频率依赖性;该耦合器的插损(S21、S31)在中心频率94 GHz处为6.6 dB,表明耦合器在功率分配造成的6 dB损耗外(由于无源网络造成0.6 dB的额外损耗);相位误差和幅度不平衡，分别为1.5°和0.3 dB。设计的耦合器的性能参数仿真结果见表2所列,并与其他相关文献进行了比较。考虑到阻抗匹配网络,该耦合器在幅度不平衡和面积方面有很大的优势,在插入损耗和相位误差方面性能良好。总之,该耦合器在毫米波频段有很好的应用前景。

图8 集总元件差分正交定向耦合器仿真结果

表2 本文设计的耦合器与相关文献耦合器的参数对比

4 结论

本文描述了基于任意终端阻抗的W波段集总元件差分正交定向耦合器的设计技术,任意阻抗终端允许线性和非线性元件与耦合器匹配,而无需变压器网络。该耦合器采用垂直电容堆叠结

构,从而减少了芯片占用面积。该耦合器的插损(S21、S31)在中心频率94 GHz处为6.6 dB,另外,在90～98 GHz的设计频段内回波损耗(S11、S22、S33)小于-15 dB,相位误差和幅度不平衡分别为1.5°和0.3 dB。结果表明该耦合器可用于平衡式功率放大器、双平衡混频器等差分电路。