一种通感一体化的信号设计与性能分析*

吉静，陈伟，卢红洋，李昌振，杜路遥

（1.武汉理工大学，湖北 武汉 430070；2.武汉兴图新科电子股份有限公司，湖北 武汉 430070；3.中国交通通信信息中心，北京 100010）

0 引言

随着移动通信技术的发展，与传统的5G 技术相比，新一代通信技术B5G/6G 将支持最高的载波频率、更大带宽、更低时延及更可靠传输，同时将覆盖空天海地一体化，为用户提供全天时、不间断的泛在移动通信服务。

无线通信与泛在感知的深度融合是新一代通信技术发展的关键[1-2]，一方面它能通过各类基站快捷部署促进通信与感知相互赋能，另一方面它能有效降低能耗促进信号谱利用率。目前，各界对通感一体化（ISAC,Integrated Sensing and Communication）投入大量精力，学术界在信号设计等热点领域进行了大量研究[3-4]，工业界在ISAC 标准化等领域投入大量人力[5-6]。

导通融合（NavCom）是ISAC 信号设计的子集，广泛应用于数字孪生城市、元宇宙等热点领域，北京邮电大学邓中亮教授团队提出了基于TC-OFDM 载波信号调制体制的室内外一体导通信号融合，经评估测试，信号精度可达米级[7]。武汉大学刘晓莉教授提出了一种基于MSK 和OFDM 的载波信号调制体制，同时通过对导航贡献和跟踪性能评估，得到上述两个信号，并认为这两个信号比论文中研究的其他信号具备更出色的性能指标[8]。中科院罗瑞丹等提出一种基于多载波复合导航信号调制方法，与现有的调制信号相比，它具备更好的跟踪精度、抗干扰性和频谱利用性能，可作为地基导航增强系统的信号[9]。

对于导航的载波信号设计与研究，伽利略系统早期极为重视信号设计，为此建立载波调制信号池，对包含BOCs(5,2)、BPSK(1)在内的候选载波调制信号进行了验证，在信号层面对候选信号的各项性能指标进行地面验证，同时在系统层面对候选信号进行指标的实际验证，甚至为此发射试验验证卫星[10-12]。哈尔滨工程大学薛睿等学者提出了在S频段上采用连续相位调制方案，并验证它具有良好的码跟踪精度、抗干扰能力和多径消除能力[13]。武汉大学王雷提出基于MSK 的扩频调制信号，通过性能评估发现SSMSK 信号具备更好的捕获、跟踪性能和用户容量[14]。

本文接下来将首先介绍通感一体化发展的基本情况、导通融合的重要性及目前通信导航一体化载波信号体制的现状，随后针对设计目标，对相关系统现状进行分析梳理，进而提出通信导航一体化信号模型且进行基本性能的分析，并对码跟踪精度、兼容性、抗多径、抗干扰以及通信开销进行评估，最后进行总结和展望。

1 设计目标

1.1 应用场景

针对广覆盖、多接入、低延时、大容量的用户通信感知需求，迫切需要一种适合多种场景、与现有通信系统之间改动不大的信号方案，实现单一通信维度平滑过渡到通感一体维度的能力。

系统层面，大量信号源分布在陆海空天一体全域，如图1 所示，包括：高轨/中轨/低轨星座卫星系统，LTE 4G/5G，卫星地面基站以及近场通信系统的信号源发射全天时、全天候发射无线电波，接收机通过检测、捕获、跟踪这些无线电波，可为用户提供位置、导航、授时和通信的服务。

图1 陆海空天全域内感知通信一体应用场景示意图

扩频信号体制层面分析，目前在通感一体化领域，正交频分复用时间码（TC-OFDM）具备我国自主知识产权，能很好地与地面5G 基站实现结合，实现室内位置感知增强，并被明确写入5G-Advanced Rel-18 中，但由于覆盖需要5G 网络支撑，从覆盖的广度适合于大城市等人口稠密区域；正交时频空分调制（OTFS）是一项相较于OFDM更新的方法，由Cohere 掌握大量知识产权，它能较好地克服相对运动中信道的时延多普勒域和时频域变化，具备多径易分辨、时延多普勒相对稳定和一定范围内信道时延多普勒可定义的特点，相较于OFDM 调制，它更适合高移动场景。此外，UWB、V-OFDM 等信号也从机会信号层面有效地切入到通感一体的信号领域。

作为ISAC 的子集，天基的近地轨道卫星（LEOs）载荷信号面临许多挑战，一方面频谱资源极其有限，这意味着不可能为每个系统提供专有频段；另一方面，由于相互干扰，混杂的信号会导致系统性能急剧下降，这意味着它们难以复用或共用。

1.2 信号情况

根据ITU 的区域频率服务划分，RDSS 为美洲地区的主要服务，却是欧洲、非洲、中东、北亚和亚太地区的次要服务。鉴于研究结果，ITU-R 提议，在保护主要服务基础上，大力支持RDSS/MSS 业务融合。IRNSS 是印度空间研究局（ISRO）主导的区域型导航系统，由它的ICD 公开披露，IRNSS 的载波中心频率为2 492.028 MHz，并由BPSK(1)和BOC(5,2)分别调制，提供标准定位服务（SPS,Standard Positioning Service）和限制服务（RS,Restrict Service）服务，其中SPS服务的最小接收功率为-162.3 dBW。全球星（Globalstar）是全球卫星系统，由48 颗LEO 星座构成，2025 年前将继续提供移动语音和数据通信服务，它采用频率复用技术，将16.5 MHz 的带宽分成13 个子波束，为有效规避混叠，每个子波束为1.23 MHz 的带宽[15-16]。

对目标频段载波信号调制设计的主要影响为同频系统或邻频系统的信号干扰，目前，S 频段主要的同频及邻频系统的参数如表1 所示：

表1 S频段同频及邻频的主要系统

目标频段中主要天基源的服务信号归一化功率谱密度函数如图2 所示，尽管目前天基源S 频段信号较多，但仍然具备较好的信号频谱设计空间。从设计路线上看，只要保证信号扩频方案在与现有系统间兼容性、复用性、抗干扰能力等重要特性上满足要求，就能在工程应用理论上可行。

图2 主要服务的信号归一化功率谱密度函数

在信号设计中需要考虑几个关键问题：

（1）频谱复用或频谱效率——即每赫兹所能传输的信息位；

（2）同频信号之间的规划设计，尤其是同频段规划信号的验证干扰/抗干扰和相互兼容；

（3）除了传统的时频特征外，挖掘新的维度特征对于提取和区分PNTRC 无处不在的信号设计也非常重要。

2 模型

2.1 信号模型

本文提出的方案是多用户正交频分复用连续相位恒包络调制（CE-MU-OFDM-PM,Constant-Envelope Orthogonal Frequency Division Multiplexing with continuous Phase Modulation for Multiusers）,它的带通时域数学模型可以定义为：

其中A为信号幅度，Re{·}为实部算子，ф(t)为时变相位函数，可表示为：

且iTc≤t≤(i+1)Tc，图3 为所提信号方案生成模型：

图3 CE-MU-OFDM-PM信号生成模型

式(2) 中，θi是第i个符号相位。其中，h为相位调制因子，CN是归一化常量，Ii,k为第i个符号中第k个子载波的二进制数据符号，即Ii,k=±1，Tc是符号周期，{qk(t)}第k个子载波的构形函数。

而并行的数据符号可以被表达为：

其中，ai,k为二进制伪随机数{0,1}，而di,k为二进制导航数据{0,1}。子载波正交条件为：

假设不同符号之间的相位满足相互独立的条件，也就是相位中的记忆部分为零值。此时，式(1)能表达为：

2.2 功率谱密度与自相关函数

归一化PSD 可被定义为：

其中，Sa(·)为采样函数算子。图4 所示为提出信号在不同子载波k下的归一化功率谱密度函数：

图4 CE-MU-OFDM-PM信号的归一化功率谱密度函数

归一化功率谱密度函数有如下特点：

（1）功率谱密度函数随着载波数量的增加，主瓣间的距离随之增大；

（2）归一化功率谱密度函数中主瓣与第一旁瓣之间的幅度差值为26.5 dBW/Hz；

（3）当k=1 时，主瓣带宽可达3.069 MHz，否则主瓣带宽为2.046 MHz，而所有的旁瓣带宽均为1.023 MHz。

经过反变换，CE-MU-OFDM-PM 载波信号的自相关函数（ACF）可以表示为：

其中βγ为接收机滤波前端带宽，图5 为所提出信号的ACF：

图5 CE-MU-OFDM-PM信号的自相关函数

从图5 可看出，信号方案的ACF 具备如下特点：

（1）随着k值增大，ACF 在单一周期内存在多峰；

（2）随着k值增大，ACF 峰间距离不断缩小；

（3）对于同一k值，ACF 峰间的间隔相同。

上述特点能帮助接收机在已知参数的情况下可以更好地捕获跟踪到信号，并且具备出色的多径分辨率能力。基于上述分析，选择CE-MU-OFDM-PM(2)作为本文的信号调制方案。

3 性能评估

3.1 测试参数

用于导航和通信仿真评估的参数列表如表2 所示：

表2 部分仿真参数列表

3.2 导通性能评估

本节将对上一节中提出的CE-MU-OFDM-PM 调制方案与表1 中所列出的主要系统信号调制方案进行性能比较，同时也与金国平等学者提出的BOCs（5,2.5）[17]、Avila-Rodriguez等提出的MSK(10)等经典候选调制方案进行比较[18]。

这里需特别指出的是，本文所有列举的信号调制方案中括号内的参数，仅有一个参数时，代表的是扩频码速率fc相对于基础速率f0的倍数n，即：fc=nf0；而有两个参数时，前者代表副载波速率fs相对于基础速率f0的倍数m，即：fs=mf0，后者仍为扩频码速率fc相对于基础速率f0的倍数n。

（1）精度潜力

采用码跟踪误差和Gabor 带宽作为衡量指标，仿真结果分别如图6 和图7 所示。

图6 CE-MU-OFDM-PM与常见信号的码跟踪误差

图7 CE-MU-OFDM-PM与常见信号的Gabor带宽

图6 表明，灰色虚线标识的CE-MU-OFDM-PM 码跟踪精度性能出色，仅次于全球星类似脉冲样式的SRC 调制方式，即使在载噪比为15 dB-Hz 时，码跟踪精度也能达到1.2 m 左右，这明显优于其他候选信号。

图7 表明，不同扩频调制的Gabor 带宽，当接收机的前端带宽小于14 MHz 时，所提信号的Gabor 带宽非常小，这意味它并不合适传统的经济型窄带接收机。当前端带宽超过14 MHz 时，它的梯度陡然增加，前端带宽达到16 MHz 左右时，它取得相当于MSK(10)的Gabor 带宽，这表明CEMU-OFDM-PM 非常适合导通一体化的宽带接收机接收。

（2）兼容性

本文在兼容性上采用谱分离系数（SSC）和码跟踪谱灵敏系数（CT-SSC）为衡量指标，仿真情况如图8 和图9 所示：

图8 谱分离系数矩阵

图9 码跟踪谱灵敏度系数矩阵

SSC 值越小，表明混杂信号中目标信号相较于干扰信号越容易剥离。图8 表明，所提信号在目标频段中几乎与每一类候选信号之间的SSC 都是最小的，这充分说明所提信号具备较好的与已存在或候选信号进行分离的特点。

而CT-SSC 越小，表明干扰信号对目标信号扩频码跟踪性能的影响越小。图9 表明，以CE-MU-OFDM-PM 作为目标信号，其他信号作为干扰信号对它产生的影响显著小很多，而以CE-MU-OFDM-PM 作为干扰信号，对本文所列举的目标信号的影响同样极小。

上述结果表明所提信号在兼容性远超其他候选信号，与现存的信号之间具备出色的剥离能力，以及对跟踪性能的影响非常小。

（3）抗多径能力

这里采用多径误差包络和平均多径误差包络作为抗多径性能指标，基于多径传播模型，可将信号多径误差包络定义如下[19-20]：

其中，βγ为前置滤波器带宽，Gs(f)为扩频信号的归一化功率谱密度函数，d是相关距离，αi和τi是第i个多径信号相对于直射信号相对幅度和延迟，m是多径信号的总数。上述当多径直达相位差φ=0°时，取“+”；当多径直达相位差为φ=180°时，取“-”。而平均多径误差包络定义如下。

仿真情况如图10 和图11 所示，图10 所示的是2 500 m 以内的多径延迟情况下不同扩频调制信号的多径误差包络，从中不难看出，灰色虚线标识的CE-MU-OFDM-PM 的多径误差显著小于所列出的其他几类扩频调制信号，意味着在2 500 m以内的多径延迟条件下，所提信号本身具备多径抑制特点。

图10 抗多径能力比较（0～2 500 m）

图11 平均抗多径能力比较（0～2 500 m）

图11 所示为2 500 m 内不同的扩频调制信号的平均包络，所提方案的平均多径误差在0.1 m 以内，而这个评估结果远超过本文罗列出的其他任何信号，这意味着从统计意义上看，所提出的CE-MU-OFDM-PM 在不同的多径延迟条件下具备优异的直射传播特点和多径抑制特点。

（4）抗干扰能力

本文在抗干扰能力上主要关注抗匹配谱和抗窄带两类干扰，主要关心码跟踪和解调两个阶段，四类抗干扰的品质因数的直方图如图12 所示：

图12 CE-MU-OFDM-PM与其他信号的抗干扰能力

图12 中，蓝色矩形条标识的CE-MU-OFDM-PM 信号在解调抗匹配谱干扰性能上大幅度优于其他列举信号，扩频码跟踪抗匹配谱干扰、解调抗窄带干扰性能上略微领先于其他信号，而在扩频码跟踪抗窄带干扰性能上小幅落后于其他列举的信号。上述现象表明，所提出信号具备较好的抗匹配谱能力，即所提信号对来波宽带干扰具备较好的抗干扰能力，同时也在码跟踪阶段对窄带干扰具备较好的抗干扰能力。

（5）频谱复用能力

将CE-MU-OFDM-PM 的参数设置为64，即所提方案中包含64 个子载波的复用，将其与NSCC(19)信号在归一化功率谱密度函数进行比较，如图13 所示：

图13 所提出信号与NSCC(19)在NPSD上的比较

从图13 中可以看出，所提方案和NSCC(19)在归一化功率谱密度上的主瓣带宽均较大，更集中于一定的载波频率偏移，同时两者自身也具备同样出色的主瓣旁瓣幅度比（PSR），在归一化PSD 中一定频率范围内产生了类似脉冲的样式。从信号自身幅值上比较，NSCC 的水平较所提信号高出5 dBW/Hz，它表明在低轨卫星发射机上，同等带宽和天线增益情况下，NSCC(19)较CE-MU-OFDMPM(64)有更高的发射功率。这意味着所提信号方案相较于NSCC 具备较高的频谱复用能力，可供更多用户在其上实现频谱复用，具备更高的频谱效率。

（6）通信链路估算

本文在通信链路估算上采用比特信噪比（Eb/N0）和误比特率（BER）作为衡量指标。

对于下行链路，它的比特信号比可表示为：

对于下行链路，它的比特信号比可表示为：

在通信上行链路和下行链路中Eb/N0的冗余量分别为18.429 9 dB～29.267 1 dB 和13.072 dB～23.826 8 dB。同时，即使在最恶劣的情况下上行链路的BER 也能达到1.0e-30,下行链路的BER 为9.47e-11，均大幅度优于1.0e-6的门限值。

综合上述，从理论层面上，相较其他信号，CE-MUOFDM-PM 在精度潜力、兼容性、抗多径能力、抗干扰能力、频谱复用能力和通信链路开销上均具备出色的性能表现。

4 结束语

本文提出了一种全新的ISAC 波形扩频调制方法，它不仅继承相位调制的特点，同时也继承正交频分复用的优点，且能实现通信链路上下行设计中Eb/N0和BER 的要求，通过仿真验证其在理论上能满足感知通信一体化设计的要求。从价值上看，CE-MU-OFDM-PM 可作为导通融合的潜在信号源，在LEOs 载荷甚至空基载荷上实现工程化验证提供依据，为北斗未来具有竞争力的潜在信号方案，同时也可为未来便携式PNTR 终端的发展提供研究理论基础。